Корректор мощности схемы: Устройство импульсных блоков питания, APFC. Активный корректор коэффициента мощности. Схемы, фотографии, пояснения

Устройство импульсных блоков питания, APFC. Активный корректор коэффициента мощности. Схемы, фотографии, пояснения

Некоторое время назад мне задавали вопрос по поводу корректора коэффициента мощности импульсных блоков питания, попробую кратко рассказать что это такое и зачем надо.

Так уж сложилось, что в обычной жизненной ситуации вы скорее всего встретите корректор коэффициента мощности (ККМ) в блоке питания компьютера.
Нет, конечно они встречаются и в других блоках питания, даже чаще, чем в компьютерных. Но обычно это промышленные блоки питания и в быту попадаются крайне редко.
Думаю что большинство читателей моего блога и зрителей моего канала, как минимум немного ориентируются в радиоэлектронике, потому скорее всего видели компьютерный блок питания «изнутри».
Блок питания с активным корректором выглядит на первый взгляд почти также как и обычный.

Но если посмотреть внимательнее, то на «горячей» стороне можно заметить большой дроссель. Его магнитопровод может иметь разную форму, но чаще всего попадаются с кольцевыми, как и вариант на фото.

Кроме того подобные блоки питания отличаются еще и тем, что обычно в них установлен один фильтрующий конденсатор на 450-500 Вольт, а не два по 200-250. Обусловлено это тем, что часто такие блоки питания имеют широкий диапазон входного напряжения от 100-115 Вольт и переключение входного напряжения им не нужно.

Не стоит путать дроссель АККМ (активный корректор коэффициента мощности) с выходным дросселем групповой стабилизации, хотя внешне они весьма похожи. Отличие в том, что обычно дроссель корректора имеет только одну обмотку, а ДГС (дроссель групповой стабилизации), несколько.

Вообще корректор может быть не только активным, а и пассивным. В этом случае вы увидите на верхней крышке блока питания «железный» дроссель с парой проводов, внешне похожий на 50Гц трансформатор мощностью 10-20 Ватт.
Такой вариант также жизнеспособен, но заменить полноценный активный корректор он не может.

Теперь немного о том, зачем это вообще все надо. Думаю вы знаете, что ток в сети имеет форму синусоиды, действующее напряжение 220-230 Вольт (у нас), амплитудное — 310-320 Вольт. Не буду сейчас рассказывать чем отличается действующее от амплитудного, сделаю это в другой раз, но кто еще не видел, синусоида выглядит так, как показано на этом рисунке.

Дальше переменный ток выпрямляется и фильтруется конденсаторами. Чаще всего применяется такая схема, представляющая из себя диодный мост и пару (иногда один) конденсаторов.
Конечно там есть еще входной фильтр, предохранитель, но в данном случае они нас не касаются.

При нормальной напряжение на конденсаторах будет примерно 280-320 Вольт в зависимости от их емкости и мощности нагрузки, я об этом уже рассказывал в своем видео посвященному устройству блоков питания.
Но так как напряжение в сети по сути 100 раз в секунду меняется от нуля до 320 Вольт и опять до нуля, а в цепи есть диодный мост, то ток заряда конденсаторов фильтра течет не всегда, а только когда амплитудное напряжение превысит напряжение на конденсаторах.

При этом ток в цепи 220-230 Вольт будет выглядеть как показано вверху этой картинки. Получается, что блок питания потребляет энергию не постоянно, а только на пиках синусоиды. Если предположить, что БП потребляет в итоге энергию всего 20% времени, то ток в момент когда идет заряд конденсаторов, будет в 5 раз больше среднего тока потребления. Например ток 1 Ампер, мощность 220 Ватт, значит пики тока будут доходить до 5 Ампер.

Проблема эта вылезла «в полный рост» тогда, когда количество импульсных блоков питания превысило некую «критическую массу». В итоге было придумано довольно простое и эффективное решение. Кстати, в развитых странах все мощные блоки питания должны иметь корректор коэффициента мощности, но так как это недешево, то производители недорогих блоков питания на этом экономят в первую очередь.

Как я сказал, решение проблемы простое и по сути лежит на поверхности. А базой для этого решения является обычный степ-ап преобразователь напряжения. На схеме виден дроссель, транзистор, диод, ШИМ контроллер и конденсатор.

При открывании транзистора в дросселе накапливается энергия, которая при закрытии транзистора суммируется с входным напряжением и поступает в нагрузку, подзаряжая выходной конденсатор. Такая схема часто используется в повербанках для получения 5 Вольт из 3.7.

Но если скрестить обычный блок питания и эту схему, то мы получим активный корректор коэффициента мощности.
При этом важно то, что фильтрующий конденсатор после диодного моста не ставится, его роль выполняет конденсатор небольшой емкости, обычно 0.47-1.0мкФ, он нужен только для компенсации импульсного характера потребления корректора.

В итоге преобразователь пытается «высосать» из сети все что можно в диапазоне уже не 220-230 Вольт, а 40-80. Кстати, мощные блоки питания далеко не всегда могут работать в широком диапазоне, хотя и могут при этом содержать в своем составе АККМ. Просто в таких режимах корректору приходится тяжело и работу в широком диапазоне они не обеспечивают, хотя и продолжают корректно работать.

Здесь я попробовал наглядно показать разницу в работе обычного БП и БП с корректором.
Красным выделен вариант работы обычного блока питания, заштрихованная часть отображает зону, где есть потребление тока. Видно что зона довольно узкая, соответственно ток будет большим. Причем чем больше емкость конденсаторов фильтра, тем уже будет эта зона и тем ниже будет коэффициент мощности.
Синим и зеленым я показал пару вариантов работы активного корректора, один начинает работу примерно от 100 Вольт амплитудной составляющей, второй примерно от 50 Вольт. Видно что зона стала шире, соответственно ток пропорционально падает и растет коэффициент мощности.
В общем-то данная зона может начинаться почти от нуля, тогда коэффициент будет равен единице, но обычно он составляет 0.98-1, этого более чем достаточно.

Чем же чреват этот пресловутый коэффициент мощности.

Из-за пиков тока происходит кратковременная перегрузка сети, в следствие чего могут начаться проблемы в старых и изношенных сетях. Возможно отгорание нулевого провода в трехфазных сетях с совсем печальными последствиями.

А вот схема входной части компьютерного блока питания имеющего в своем составе активный корректор мощности, он выделен синим цветом.
Не удивляйтесь что на схеме нет ШИМ контроллера, который им управляет, часто он расположен на отдельной плате, а иногда интегрирован в общий ШИМ контроллер. Т.е. помимо одного-двух штатных каналов имеется еще и выход для управления транзистором корректора. Такой вариант удобен для производителя, но далеко не всегда удобен для ремонтника. В самом начале я показал фото блока питания, там как раз вышел из строя узел корректора, а так как микросхема управляет всем, то выгорела и она. Найти замену я не смог, потому Бп лежит мертвым грузом и возможно будет разобран на запчасти, тем более что они весьма неплохого качества.

Что же дает нам корректор, сначала преимущества:
1. Характер потребления почти такой же как у активной нагрузки, соответственно нет пиковых перегрузок.
2. Часто такие БП имеют расширенный диапазон входного напряжения и лучше работают в плохих электросетях.
3. Емкость фильтрующего конденсатора нужна меньше, так как паузы без тока меньше.
4. Инвертору блока питания легче работать, ведь по сути он питается стабилизированным напряжением.

Теперь недостатки.
1. Выше цена.
2. Меньше надежность
3. Могут быть сложности при работе с некоторыми моделями UPS.

Иногда идут споры, по поводу КПД таких блоков питания. Я придерживаюсь мнения, что КПД одинаков, так как хоть корректор и имеет собственное потребление, но основному инвертору работать легче, потому то на ото и выходит.

Ну и конечно же видео, в качестве дополнения. А я как всегда жду ваших вопросов как в комментариях здесь, так и под видео.

Корректор коэффициента мощности своими руками

Приветствую, Самоделкины!
Сейчас мы вместе с Романом, автором YouTube канала «Open Frime TV», соберем очень интересное устройство, а называется оно корректор коэффициента мощности, сокращенно ККМ.


Все началось с того, что в сети у автора стало проваливаться напряжение до 150В и это создавало ряд проблем. Но самое главное из них было то, что рабочий компьютер попросту не хотел включаться, а он, к сведению, был включен через стабилизатор напряжения.

Данную проблему надо решать, но как? Первая идея была собрать обыкновенный повышающий блок питания со стабилизацией и просто подключить его на вход компьютерного блока. В принципе, автор так и хотел сделать и даже уже начал готовить печатную плату, но потом поговорил с одним умным человеком, и он посоветовал сделать корректор коэффициента мощности. Идея хорошая, но перекопав интернет в поисках информации, к сожалению, ничего не было найдено. На всеми любимом Ютубе были только объяснения как это работает, но ни одного готового решения. А в Гугле автор нашел всего пару статей, из которых и подчерпнул нужную информацию, и теперь готов ею поделиться.
Для начала пару слов про саму работу устройства. Давайте разберем как работает импульсный блок, по крайней мере его входная часть. Итак, это диодный мост и конденсатор:

Есть 2 ситуации:
1) На выходе нету нагрузки. В таком случае в начальный момент времени конденсатор заряжается до амплитудного значения сети. А так как ему некуда девать энергию, то на выходе будет прямая линия.

2) Вторая ситуация: подключили нагрузку, а точнее наш импульсник. В таком случае в начальный момент времени кондер зарядился до амплитудного значения, а когда полуволна синусоиды пошла на спад, кондёр начал разряжаться через нагрузку, но разряжается он не до нуля, а до определенного значения. Потом идет новая полуволна и кондёр опять подзаряжается.

В итоге получается такая ситуация, что кондер подзаряжается только маленький промежуток времени. Именно в этот момент идет максимальный бросок тока, который превышает номинальный в несколько раз. Как вы уже догадались — это плохо. Какой же выход из данной ситуации? Все очень просто. Необходимо поставить повышающий преобразователь, который будет подзаряжать кондер почти на всем участке полуволны.


Этот преобразователь и есть наш корректор коэффициента мощности. Каким же образом это работает? Грубо говоря, он разбивает всю полуволну на мелкие участки, которые соответствуют частоте его работы, и на каждом участке повышает напряжение до заданной величины.
Таким образом заряд основного конденсатора происходит всю полуволну, тем самым убирая броски тока, и наш импульсник выглядит для сети, как чисто активная нагрузка.


Также есть и другая особенность корректора, это то, что он может нормально работать даже при входящем напряжение 90 В. Ему то все равно нужно повышать напряжение, будь оно с амплитудой 310 В или же в 150 В.

Отлично, мы вкратце ознакомились с принципом работы данного устройства, а теперь давайте перейдем к рассмотрению схемы.

Она взята из даташита, ничего своего автор в нее не вносил. Как видим, элементов немного, это хорошо, легче будет развести печатную плату.

Также стоит рассмотреть важные моменты схемы: первое — некоторые номиналы элементов будут отличаться для разных мощностей, это нужно учитывать; второе — это выходное напряжение. Если вы делаете ККМ для комповского блока питания, то нужно выбирать напряжение в 310В. А если рассчитываете блок с нуля, то лучше взять напряжение в районе 380В.

Величину выходного напряжения регулируют делителем напряжения на вот этих резисторах:

Из такого расчета, чтобы при номинальном выходном напряжении на делителе было 2,5В. Как уже было сказано раньше, для разных мощностей нужны разные элементы. Для мощности в 100Вт нужен транзистор 10n60, а для 300Вт уже 28n60. Но лучше взять с запасом 35n60, такой точно выдержит нужную нагрузку.


Идем дальше. Диод.

Это должен быть ultrafast на напряжение не менее 600В и ток 5 и выше ампер. Важную роль тут играет выходной конденсатор. Грубо его можно рассчитать из соображений, 1мкФ на 1Вт выходной мощности.

Остался дроссель, его намотку рассмотрим позже.

Переходим к печатной плате. Она получилась немаленькой, но это все из-за больших размеров конденсатора и дросселя.

Как видим, автор развел плату без единой перемычки и все на вводных деталях для удобства повторения. Больше про печатку сказать ничего, идем травить плату.

Вытравили плату, просверлили отверстия на сверлильном станке и теперь приступаем к запаиванию запчастей.

Единственное, для теста автор заменил транзистор 35n60 на 20n60, так как он дешевле и не так будет обидно в случае чего. В качестве радиатора применен вот такой алюминиевый профиль:

Он имеет большие размеры и сможет с легкостью охладить силовые элементы. Теперь настало время изготовить дроссель. Это самая сложная часть схемы. В его расчете нам поможет программа:

В ней вводим все необходимые данные и на выходе получаем параметры намотки. Сердечник в данном случае будет такой:

Можно было и меньший, но тогда придётся мотать больше витков. Также не забывайте поставить галочку возле выбора провода, автор забыл и поэтому дроссель мотал 2 раза.

Также у дросселя есть еще вторая обмотка. Ее делаем из соотношения 7:1. При 58 витках вторичка будет 8 витков. У автора при 74-х витках получилось 10 витков. Диаметр провода тут берем от 0,4 до 0,6 мм. Что касается фазировки, то тут все очень просто. Выводы дросселя, как они есть, устанавливаются на плату, главное не перепутать силовую и второстепенную обмотку. Также на схеме есть синфазный дроссель, его мотаем на кольце диаметром 20-25 мм и проницаемостью 2000. Количество витков 8-12, диаметр провода от 0,8 до 1,2 мм.


На этом все. Можно производить первое включение. Так как это не импульсный блок, то лампу накаливания в разрыв ставить нельзя, но автор все же поставил, только киловаттную, просто не хотелось в случае КЗ иди на улицу к щитку и включать пробки.

После включения схема заработала. В нагрузку автор повесил 2 лампочки накаливания на 100Вт включенных последовательно.


Как видим при низком входном напряжении на выходе получаем напряжение в районе 315В. Теперь нужно посмотреть, как поведет себя схема с импульсником. Для этого берем блок питания от компа и разбираем его. Нам необходимо посмотреть есть ли в нем варистор, если есть, убрать, так как он рассчитан на 275В и сработает при подаче 310В. Теперь включим этот блок напрямую в сеть и посмотрим какой будет косинус.

Хорошо, а теперь подключаем через корректор. Подаем питание на те же выводы где была переменка, чтобы не мучиться и не выпаивать диодный мост. Производим включение.

Теперь пройдемся по всем показаниям энергометра. Больше всего нас интересует косинус ф. Как видим он колеблется в районе 95. Ну что, вполне достойный результат. Теперь подкинем на блок питания нагрузку — нихромовую спираль. Мощность потребления примерно 160Вт.

Отлично, а что же происходит с косинусом? А он в это время начинает стремиться к единице, но при отключении нагрузки падает. Это связано с разрядом конденсатора. По поводу нагрева. Радиатор оказался очень большим и на протяжении получаса не нагрелся. А вот дроссель ощутимо нагрелся градусов до 65-70, поэтому вентилятор желательно устанавливать.

Ну а на этом все. Благодарю за внимание. До новых встреч!

Видео:

Источник (Source) Становитесь автором сайта, публикуйте собственные статьи, описания самоделок с оплатой за текст. Подробнее здесь.

Корректор коэффициента мощности | Преобразовательная техника

Корректор коэффициента мощности

Преобразовательная техника

Введение

В последние десятилетия количество электроники, используемой в домашних условиях, в офисах и на производстве, резко увеличилось, и в большинстве устройств применяются импульсные источники питания. Такие источники генерируют гармонические и нелинейные искажения тока, которые отрицательно влияют на проводку электросети и электроприборы, подключенные к ней. Это влияние выражается не только в разного рода помехах, сказывающихся на работе чувствительных устройств, но и в перегреве нейтральной линии. При протекании в нагрузках токов со значительными гармоническими составляющими, не совпадающими по фазе с напряжением, ток в нейтральном проводе (который при симметричной нагрузке, практически, равен нулю) может увеличится до критического значения.

Международная электротехническая комиссия (МЭК) и Европейская организация по стандартизации в электротехнике (CENELEC) приняли стандарты IEC555 и EN60555, устанавливающие ограничения на содержание гармоник во входном токе вторичных источников электропитания, электронных нагрузках люминесцентных ламп, драйверах двигателей постоянного тока и аналогичных приборах.

Один из эффективных способов решения этой задачи — применение корректоров коэффициента мощности PFC (Power Factor Correction). На практике это означает, что во входную цепь практически любого электронного устройства с импульсными преобразователями необходимо включать специальную PFC-схему, обеспечивающую снижение или полное подавление гармоник тока.

Коррекция коэффициента мощности

Типичный импульсный источник питания состоит из сетевого выпрямителя, сглаживающего конденсатора и преобразователя напряжения. Такой источник потребляет мощность только в те моменты, когда напряжение, подаваемое с выпрямителя на сглаживающий конденсатор, выше напряжения на нем (конденсаторе), что происходит в течение примерно четверти периода. В остальное время источник не потребляет мощности из сети, так как нагрузка питается от конденсатора. Это приводит к тому, что мощность отбирается нагрузкой только на пике напряжения, потребляемый ток имеет форму короткого импульса и содержит набор гармонических составляющих (см. рис. 1).

Вторичный источник питания, имеющий коррекцию коэффициента мощности, потребляет ток с малыми гармоническими искажениями, равномернее отбирает мощность от сети, имеет коэффициент амплитуды (отношение амплитудного значения тока к его среднеквадратичному значению) ниже, чем у некорректированного источника. Коррекция коэффициента мощности снижает среднеквадратическое значение потребляемого тока, что позволяет подключать к одному выводу электросети больше разных устройств, не создавая в ней перегрузок по току (см. рис. 2).

Коэффициент мощности

Коэффициент мощности (Power Factor PF) — параметр, характеризующий искажения, создаваемые нагрузкой (в нашем случае — источником вторичного электропитания) в сети переменного тока. Существует два вида искажений — гармонические и нелинейные. Гармонические искажения вызываются нагрузкой реактивного характера и представляют собой сдвиг фаз между током и напряжением. Нелинейные искажения вносятся в сеть «нелинейными» нагрузками. Эти искажения выражаются в отклонении формы волны тока или напряжения от синусоиды. В случае гармонических искажений коэффициентом мощности считается косинус разности фаз между током и напряжением или отношение активной мощности к полной мощности, потребляемой из сети. Для нелинейных искажений коэффициент мощности равен доле мощности первой гармонической составляющей тока в общей мощности, потребляемой устройством. Его можно считать показателем того, насколько равномерно устройство потребляет мощность от электросети.

В общем случае коэффициент мощности — это произведение косинуса угла разности фаз между напряжением и током на косинус угла между вектором основной гармоники и вектором полного тока. К такому определению приводят рассуждения, приводимые ниже. Действующий ток, протекающий в активной нагрузке, имеет вид:

I²_эфф=I ²₀+I²_1эфф +SI²_nэфф,

где I²_nэфф — постоянная составляющая (в случае синусоидального напряжения равна нулю), I²_1эфф — основная гармоника, а под знаком суммы — младшие гармоники. При работе на реактивную нагрузку в этом выражении появляется реактивная составляющая, и оно принимает вид:

I²_эфф=I ²₀+(I²_1эфф(P) +I²_1эфф(Q))+SI ²_nэфф. Активная мощность — это среднее за период значение мощности, выделяемой на активной нагрузке. 

Ее можно представить в виде произведения действующего напряжения на активную составляющую тока P=U_эфф Ч I_1эфф(P). Физически это энергия, выделяющаяся в виде тепла в единицу времени на активном сопротивлении. Под реактивной мощностью понимают произведение действующего напряжения на реактивную составляющую тока: Q=U_эфф Ч I_1эфф(Q). Физический смысл — это энергия, которая перекачивается два раза за период от генератора к нагрузке и два раза — от нагрузки к генератору. Полной мощностью называется произведение действующего напряжения на общий действующий ток: S=U _эфф Ч I_{эфф(общ)}. На комплексной плоскости его можно представить как сумму векторов P и Q, откуда видна зависимость I²=I_{1эфф(общ)} cos j, где j — угол между векторами P и Q, который также характеризует разность фаз между током и напряжением в цепи.

Основываясь на вышесказанном, выводим определение для коэффициента мощности:

PF=P/S=(I_1эфф cos j)/(I_{эфф(общ)} ).

Стоит заметить, что отношение (I_1эфф)/(I_{эфф(общ)} ) есть косинус угла между векторами, соответствующими действующему значению общего тока и действующему значению его первой гармоники. Если обозначить этот угол q, то выражение для коэффициента мощности принимает вид: PF=cos j Ч cos q. Задача коррекции коэффициента мощности состоит в том, чтобы приблизить к нулю угол разности фаз j между напряжением и током, а также угол q гармонических искажений потребляемого тока (или, другими словами, максимально приблизить форму кривой тока к синусоиде и максимально компенсировать фазовый сдвиг).

Коэффициент мощности выражается в виде десятичной дроби, значение которой лежит в пределах от 0 до 1. Его идеальное значение — единица (для сравнения, типичный импульсный источник питания без коррекции имеет значение коэффициента мощности около 0,65), 0,95 — хорошее значение; 0,9 — удовлетворительное; 0,8 — неудовлетворительное. Применение коррекции коэффициента мощности может увеличить коэффициент мощности устройства с 0,65 до 0,95. Вполне реальны и значения в пределах 0,97…0,99. В идеальном случае, когда коэффициент мощности равен единице, устройство потребляет из сети синусоидальный ток с нулевым фазовым сдвигом относительно напряжения (что соответствует полностью активной нагрузке с линейной вольтамперной характеристикой). 

Пассивная коррекция коэффициента мощности

Пассивный метод коррекции чаще всего применяется в недорогих малопотребляющих устройствах (где не предъявляется строгих требований к интенсивности младших гармоник тока). Пассивная коррекция позволяет достичь значения коэффициента мощности около 0,9. Это удобно в случае, когда источник питания уже разработан, остается только создать подходящий фильтр и включить его в схему на входе.

Пассивная коррекция коэффициента мощности состоит в фильтрации потребляемого тока при помощи полосового LC-фильтра. Этот метод имеет несколько ограничений. LC-фильтр может быть эффективен как корректор коэффициента мощности только в случае, если напряжение, частота и нагрузка изменяются в узком интервале значений . Так как фильтр должен работать в области низких частот (50/60 Гц), его компоненты имеют большие габариты, массу и малую добротность (что не всегда приемлемо). Во-первых , количество компонентов при пассивном подходе намного меньше и, следовательно — время наработки на отказ больше, и во вторых, при пассивной коррекции создается меньше электромагнитных и контактных помех, чем при активной. 

Активная коррекция коэффициента мощности

Активный корректор коэффициента мощности должен удовлетворять трем условиям:

1) Форма потребляемого тока должна быть как можно ближе к синусоидальной и — «в фазе» с напряжением. Мгновенное значение тока, потребляемого от источника, должно быть пропорционально мгновенному напряжению сети.

2) Отбираемая от источника мощность должна оставаться постоянной даже в случае изменения напряжения сети. Это значит, что при снижении напряжения сети ток нагрузки должен быть увеличен, и наоборот.

3) Напряжение на выходе PFC-корректора не должно зависеть от величины нагрузки. При снижении напряжения на нагрузке должен быть увеличен ток через нее, и наоборот.

Существует несколько схем, при помощи которых можно реализовать активную коррекцию коэффициента мощности. Наиболее популярна в настоящее время «схема преобразователя с повышением» (boost converter). Эта схема удовлетворяет всем требованиям, предъявляемым к современным источникам питания. Во-первых , она позволяет работать в сетях с различными значениями питающего напряжения (от 85 до 270 В) без ограничений и каких-либо дополнительных регулировок. Во-вторых , она менее восприимчива к отклонениям электрических параметров сети (скачки напряжения или кратковременное его отключение). Еще одно достоинство этой схемы — более простая реализации защиты от перенапряжений. Упрощенная схема «преобразователя с повышением» приведена на рис. 3.

Принцип работы

Стандартный корректор коэффициента мощности представляет собой AD/DC-преобразователь с широтно-импульсной (PWM) модуляцией. Модулятор управляет мощным (обычно MOSFET) ключом, который преобразует постоянное или выпрямленное сетевое напряжение в последовательность импульсов, после выпрямления которых на выходе получают постоянное напряжение.

Временные диаграммы работы корректора показаны на рис. 4. При включенном MOSFET-ключе ток в дросселе линейно нарастает — при этом диод заперт, а конденсатор С2 разряжается на нагрузку. Затем, когда транзистор запирается, напряжение на дросселе «открывает» диод и накопленная в дросселе энергия заряжает конденсатор С2 (и одновременно питает нагрузку). В приведенной схеме (в отличие от источника без коррекции) конденсатор С1 имеет малую емкость и служит для фильтрации высокочастотных помех. Частота преобразования составляет 50…100 кГц. В простейшем случае схема работает с постоянным рабочим циклом. Существуют способы увеличения эффективности коррекции динамическим изменением рабочего цикла (согласованием цикла с огибающей напряжения от сетевого выпрямителя).

Схема «преобразователя с повышением» может работать в трех режимах: непрерывном , дискретном и так называемом «режиме критической проводимости ». В дискретном режиме в течение каждого периода ток дросселя успевает «упасть» до нуля и через некоторое время снова начинает возрастать, а в непрерывном — ток, не успев достигнуть нуля, снова начинает возрастать. Режим критической проводимости используется реже, чем два предыдущих. Он сложнее в реализации. Его смысл в том, что MOSFET открывается в тот момент, когда ток дросселя достигает нулевого значения. При работе в этом режиме упрощается регулировка выходного напряжения.

Выбор режима зависит от требуемой выходной мощности источника питания. В устройствах мощностью более 400 Вт используется непрерывный режим, а в маломощных — дискретный. Активная коррекция коэффициента мощности позволяет достичь значений 0,97…0,99 при коэффициенте нелинейных искажений THD (Total Harmonic Distortion) в пределах 0,04…0,08.

Первоисточник: http://www.elcp.ru/index.php?state=izd&i_izd=elcomp&i_num=2000_02&i_art=17

Компактный изолированный корректор коэффициента мощности для систем освещения

1 августа 2018

Совместив в одной микросхеме IRS2505L корректор коэффициента мощности и преобразователь напряжения, компания Infineon выпускает один из самых миниатюрных в мире интегральных ККМ для применения в импульсных выпрямителях осветительных систем. В полной мере оценить его возможности, в частности – КПД более 90% при полной нагрузке, поможет демонстрационная плата IRuFB1.

Требования к энергетическим характеристикам систем освещения с каждым годом становятся все жестче. Наряду с вполне предсказуемым увеличением норм на уровень светоотдачи ужесточаются также и требования к минимальному коэффициенту мощности, определяющему величину дополнительных потерь на пути от электростанции до конкретного устройства. Например, согласно постановлению Правительства Российской Федерации № 1356 от 10 ноября 2017 года, для светильников мощностью 5…25 Вт коэффициент мощности должен быть не менее 0,7, а если их мощность превышает 25 Вт – то не хуже чем 0,85.

Для устранения искажений формы потребляемого тока в выпрямительные устройства обычно добавляется корректор коэффициента мощности (ККМ). Однако простые пассивные ККМ с трудом дотягивают до значения коэффициента 0,9, а активные, хоть и могут увеличить его до 0,99, увеличивают стоимость и уменьшают КПД устройства за счет дорогих компонентов, требующих отвода тепла. Очевидно, что для устройств, имеющих ограниченный объем и сложные условия охлаждения и применяемых в системах освещения, это не всегда приемлемо. Решение – совмещение в одном узле корректора коэффициента мощности и преобразователя напряжения.

Именно эта идея была заложена в микросхему IRS2505L, выпускаемую компанией Infineon Technologies в производственной линейке International Rectifier. С 2013 года, когда была выпущена первая партия, выпускаемая в 5-выводном корпусе SOT-23 микросхема остается одним из самых миниатюрных корректоров коэффициента мощности в мире. Она идеальна для построения компактных импульсных выпрямительных устройств, которые можно использовать, в том числе, в качестве драйверов светодиодов или электронных балластов люминесцентных и галогенных ламп.

Особенности микросхемы IRS2505L

Структурная схема IRS2505L показана на рисунке 1. Микросхема предназначена для управления внешним MOSFET, длительности открытого и закрытого состояния которого формируются независимо друг от друга. Длительность открытого состояния, от которой зависит уровень выходной мощности, формируется с помощью компаратора, сравнивающего пилообразное напряжение на внутреннем конденсаторе (Timing Capacitor, CT) с напряжением на выводе CMP, к которому подключается внешний компенсирующий конденсатор. Ток заряда/разряда этого конденсатора формируется внутренним операционным транскондуктивным усилителем (Operational Transconductance Amplifier, OTA), выполняющим функцию усилителя ошибки, на основе разницы напряжений обратной связи и высокоточного опорного напряжения.

Рис. 1. Структурная схема IRS2505L

Длительность закрытого состояния ограничивается детектором нуля тока дросселя (Zero-Crossing, ZX), обеспечивающего работу преобразователя в граничном режиме. Такой метод управления, помимо возможности формирования входного тока синусоидальной формы, уменьшает также уровни электромагнитных помех и динамических потерь, позволяя обойтись без традиционных для обратноходовых преобразователей снабберных цепочек, которые шунтируют диод на вторичной стороне, и упростить входной фильтр.

Микросхема имеет интегрированные узлы защиты от перенапряжения (Over-Voltage Protection, OVP) и перегрузки по току (Over-Current Protection, OCP), гарантирующие надежную работу подключаемой к выходу нагрузки, а также узел блокировки при пониженном входном напряжении (Under Voltage Lockout, UVLO).

Выводы PFC и V_BUS являются многофункциональными: к выводу PFC подключен выход интегрированного драйвера затвора внешнего MOSFET и вход детектора нуля тока дросселя, активизируемого во время закрытого состояния внешнего транзистора, а к выводу V_BUS – входы узлов контроля выходного напряжения и тока силового MOSFET. Особенностью измерения тока транзистора при коррекции коэффициента мощности является модуляция сигнала, снимаемого с резистивного датчика тока сигналом, пропорциональным выпрямленному сетевому напряжению, подаваемому на вывод V_BUS через внешнюю RC-цепочку.

Ключевыми преимуществами IRS2505L является широкий диапазон рабочих напряжений, высокая стабильность регулируемого в широких пределах выхода и сверхмалый коэффициент нелинейных искажений входного тока. Кроме того, микросхема имеет интегрированную защиту от электростатических разрядов на всех выводах, устойчива к защелкиванию внешнего MOSFET и имеет внутренний стабилитрон, ограничивающий напряжение питания на уровне 20,8 В.

Основной сферой применения IRS2505L являются компактные устройства для систем освещения: электронные балласты, драйверы светодиодных ламп, светильников и прочие приборы, питаемые от сети. Однако это не является препятствием для использования IRS2505L в других приложениях, поскольку на основе этой микросхемы можно создавать высококачественные ККМ и выпрямительные устройства, применяемые во многих сферах, благодаря широкому диапазону мощности, обусловленному возможностью выбора внешнего MOSFET.

Несмотря на компактный корпус и малое количество выводов, микросхема IRS2505L гибка в применении. На ее основе можно создавать стабилизаторы как напряжения, так и тока, построенные по повышающей, понижающей или обратноходовой схеме. Причем обратноходовые преобразователи могут иметь гальваническую развязку или быть неизолированными. Наибольшая точность выходного напряжения достигается в схемах с гальванической связью между входом и выходом, позволяющей подключить вывод VBUS непосредственно к выходным клеммам преобразователя с помощью резистивного делителя. Для изолированных обратноходовых схем при работе в режиме стабилизатора напряжения для обратной связи необходимо использовать оптопару или, при незначительном ухудшении коэффициента стабилизации, вспомогательную обмотку дросселя.

Демонстрационная плата IRuFB1

Как известно, разработка любого импульсного источника питания «с нуля» может обернуться значительными материальными и временными затратами, обусловленными, в первую очередь, человеческим фактором. Чтобы помочь разработчикам сократить время и свести к минимуму количество возможных ошибок при создании устройств на основе IRS2505L, Infineon предлагает демонстрационную плату IRuFB1 (рисунок 2), позволяющую в полной мере оценить все возможности этого контроллера.

Рис. 2. 3D-модель платы IRuFB1

На плате IRuFB1 реализован одноступенчатый изолированный обратноходовой стабилизатор напряжения с выходной мощностью 40 Вт, имеющий полный комплекс защитных функций: защиту от перенапряжения, перегрузки по току и короткого замыкания. Основные технические характеристики платы приведены в таблице 1. В комплекте с платой предлагается полный набор технической документации, содержащий подробные инструкции по выбору силовых элементов, расположению проводников печатной платы и другим вопросам, возникающим в процессе проектирования. Это позволяет в сжатые сроки разработать на основе IRuFB1 бюджетное, компактное выпрямительное устройство с высоким КПД и коэффициентом мощности, которое можно использовать в широком круге приложений.

Принципиальная схема платы IRuFB1 показана на рисунке 3. Ее основными функциональными элементами являются входной фильтр электромагнитных помех, образованный элементами L1, C2 и C3, диодный мостовой выпрямитель (BR1) и изолированный обратноходовой преобразователь с функцией коррекции коэффициента мощности на основе контроллера IRS2505L (IC1).

Рис. 3. Принципиальная схема платы IRuFB1

открыть картинку в полном формате

Питание микросхемы IC1 в момент запуска обеспечивается путем подачи выпрямленного входного напряжения на вывод 3 (V_CC) через ограничивающие ток резисторы R17 и R18. IRS2505L имеет интегрированную защиту от пониженного напряжения, при срабатывании которой энергопотребление микросхемы практически отсутствует, и малый стартовый ток. Энергии, запасенной в конденсаторе С7, вполне достаточно для устойчивого запуска преобразователя даже при малом напряжении сети. После старта основное питание микросхемы осуществляется выпрямленным с помощью диода D6 напряжением вспомогательной обмотки дросселя L2 (выводы 5, 6), а дополнительное – маломощным зарядовым насосом, образованным элементами C8 и D3. Для устойчивой работы схемы и повышения коэффициента стабилизации питание IC1 ограничивается стабилитроном D5 на уровне 13 В.

Таблица 1. Основные технические характеристики платы IRuFB1

Основные характеристики
Диапазон рабочих напряжений на входе, В	195…265
Частота входного напряжения, Гц	55…65
Выходное напряжение*, В	50 ±10%
Максимальный выходной ток, мА	800
Максимальная выходная мощность (продолжительная), Вт	40
Коэффициент мощности (при 100% нагрузки)**	0,95
Коэффициент нелинейных искажений (при 100% нагрузки)**	< 10%
КПД (при 100% нагрузки и входном напряжении 230 В)	> 90%
Время запуска (при 100% нагрузки и входном напряжении 230 В), с	< 1
Максимальная потребляемая мощность без нагрузки (при входном напряжении 230 В), мВт	≤ 500
Габаритные размеры платы, мм	45 х 114,5
Защитные функции
Защита от повышенного выходного напряжения, В	≤ 65
Защита от перегрузки по току в каждом цикле преобразования	–
Защита от которого замыкания	С автоматическим перезапуском
Защита от высокого входного напряжения	–
Температуры элементов при жестких условиях эксплуатации (при температуре 60°С)
Резисторы	< 105
Конденсаторы	< 85
Индуктивные элементы	< 105
Полупроводниковые компоненты	< 110
Микросхема контроллера	< 100
* – В диапазоне от 10% до 100% нагрузки. ** – При входном напряжении 195…265 В.

Кроме питания схемы управления, вспомогательная обмотка 5–6 дросселя L2 используется также в контуре отрицательной обратной связи по напряжению. Пропорциональное выходному напряжению выпрямленное, но не стабилизированное параметрическим стабилизатором R16, D5 и С6, напряжение этой обмотки с конденсатора С7 через резистивный делитель R5, R6 подается на вывод 5 (V_BUS), к которому подключен вход усилителя ошибки, чем обеспечивается замкнутый контур управления.

Для нормальной работы интегрированного в IRS2505L детектора нуля тока дросселя необходима емкостная связь между стоком внешнего MOSFET и выводом PFC. В преобразователях, построенных по повышающей схеме, такую связь достаточно просто организовать с помощью простой RC-цепочки, однако в обратноходовых схемах наличие звона на токе силового транзистора Т1 может привести к неустойчивой работе детектора, особенно при коротком замыкании в цепи нагрузки. Для исключения этого в схему введены два дополнительных транзисторных узла. Буферный усилитель на основе элементов Q1, D2 и D4 надежно замыкает затвор транзистора Т1 с его истоком на интервале передачи энергии из дросселя L2 в выходной конденсатор C16 и нагрузку, препятствуя проникновению звона любой полярности из цепи стока. Определение момента разряда дросселя L2, при котором пропадает ЭДС самоиндукции на всех его обмотках, осуществляется с помощью триггерной схемы на основе транзистора Q2, обеспечивающей чистый и согласованный сигнал, необходимый для работы IRS2505L.

В более простых и недорогих конструкциях эти узлы могут отсутствовать, а определение момента разряда дросселя L2 может быть реализовано на основе напряжения, присутствующего на стоке полевого транзистора Т1 так, как указано в технической документации на микросхему IRS2505L. Однако такая схема потребует тщательного тестирования во всех режимах работы для выявления возможных сбоев и нестабильной работы преобразователя, вызванных наличием колебаний входного напряжения и тока нагрузки.

Цепочка D1-C5-R13-R14 предназначена для ограничения импульса напряжения на стоке силового транзистора, вызванного наличием индуктивности рассеяния обмотки 2-4 дросселя L2. Необходимые номиналы этих элементов во многом определяются мощностью преобразователя и техническими характеристиками дросселя и могут быть рассчитаны по известным методикам, освещенным в специализированной литературе.

Перегрузка по току определяется на основе сигнала с датчика тока истока транзистора Т1, образованного резисторами R9–R11. Это сигнал с помощью цепочки C9-R7 подается через вывод 5 (VBUS) на вход детектора перегрузки микросхемы IC1, предотвращающего выход рабочей точки силового транзистора за пределы области безопасной работы. При коротком замыкании в цепи нагрузки, когда на этапе передачи энергии ЭДС на всех обмотках дросселя L2 близки к нулю, напряжение на конденсаторе С7 уменьшается до уровня, при котором происходит срабатывание защиты от пониженного напряжения и микросхема IC1 отключается. После этого конденсатор С7 через резисторы R17 и R18 заряжается снова и происходит попытка повторного запуска схемы. Таким образом, при коротком замыкании преобразователь переходит в «икающий» режим работы и автоматически восстанавливает свою работу после устранения аварии.

И последняя функция, реализованная на плате IRuFB1, которая предназначена для уменьшения коэффициента нелинейных искажений входного тока и защиты от высокого входного напряжения, заключается в модуляции выходного сигнала усилителя ошибки сигналом, пропорциональным модулю напряжения сети. Это осуществляется путем подачи части выпрямленного напряжения через делитель R1-R4 в нижнее плечо составного компенсирующего конденсатора С12, С13, подключенного к выводу 1 (CMP) микросхемы IC1. Такая схема включения обеспечивает изменение времени открытого состояния силового транзистора Т1 синхронно с изменением напряжения сети и, соответственно, синусоидальную форму потребляемого тока с малым содержанием высших гармоник.

Диод D7 предназначен для блокировки схемы при высоком входном напряжении, которое может вывести из строя элементы силовой части преобразователя. Когда напряжение в точке соединения резисторов R2, R3 превышает напряжение обратной связи, на выводе 5 (V_BUS) происходит срабатывание защиты от перенапряжения по выходу и, соответственно, блокировка микросхемы до тех пор, пока входное напряжение не войдет в допустимые пределы.

Расчет силового дросселя

Для большинства импульсных источников питания выбор индуктивных элементов является наиболее сложной и ответственной задачей, поскольку ошибки, допущенные на этом этапе, могут привести к нестабильной работе схемы и к выходу из строя ее элементов. Ниже приведена методика расчета необходимых характеристик силового дросселя L2, часто называемого трансформатором (Fly-Back Transformer), которая была использована при разработке платы IRuFB1.

Общая мощность, проходящая через дроссель обратноходового преобразователя P_OUT FLY, равна (формула 1):

$$P_{OUT\,FLY}=P_{OUT}+P_{AUX}=40+1.5=41.5\:Вт,\qquad{\mathrm{(}}{1}{\mathrm{)}}$$

где P_OUT = 40 Вт – выходная мощность преобразователя, P_AUX = 15 В × 0.1 А = 1.5 Вт – мощность, потребляемая от вспомогательной обмотки.

Приблизительная мощность, потребляемая от сети, P_IN (формула 2):

$$P_{IN}=\frac{P_{OUT\,FLY}}{\eta}=\frac{41.5}{0.9}=46.1\:Вт,\qquad{\mathrm{(}}{2}{\mathrm{)}}$$

где η = 90% – ориентировочный КПД преобразователя.

Поскольку преобразователь работает в граничном режиме и должен обеспечивать синусоидальную форму потребляемого тока, то максимальная длительность открытого состояния транзистора Т1 T_ON MAX будет при максимуме напряжения сети, когда частота преобразования f минимальна. В этом случае, приняв минимальную частоту f_MIN = 50 кГц и максимальный коэффициент заполнения D_MAX = 0.25, получаем формулу 3:

$$T_{ON\,MAX}=\frac{D_{MAX}}{f_{MIN}}=\frac{0.25}{50}=5\:мкс.\qquad{\mathrm{(}}{3}{\mathrm{)}}$$

При таком режиме работы индуктивность первичной обмотки дросселя L_PRI должна удовлетворять условию (формула 4):

$$L_{PRI}\leq \frac{V_{IN\,MIN}^{2}\times T_{ON\,MAX}\times D_{MAX}}{2\times P_{IN}}=\frac{195^2\times 5\times 0.25}{2\times 46.1}=516\:мкГн,\qquad{\mathrm{(}}{4}{\mathrm{)}}$$

где V_IN MIN = 195 В – минимальное входное напряжение.

Округлим полученное значение, приняв в дальнейших расчетах L_PRI = 500 мкГн.

При работе в граничном режиме коэффициент трансформации дросселя n (отношение количества витков первичной и вторичной обмоток) определяется соотношением напряжений на входе и выходе (формула 5):

$$n=\frac{\sqrt{2}\times V_{IN\,MIN}}{V_{OUT}+V_{F}}\times \frac{D_{MAX}}{1-D_{MAX}}=\frac{\sqrt{2}\times 195}{50+1}\times \frac{0.25}{1-0.25}=1.8,\qquad{\mathrm{(}}{5}{\mathrm{)}}$$

где V_OUT = 50 В – выходное напряжение преобразователя; V_F = 1 В – падение напряжения на диоде, находящемся на вторичной стороне (на плате IRuFB1 – D9).

Для обеспечения надежной регулировки выходного напряжения обмотки дросселя должны иметь хорошую связь с магнитопроводом. Это особенно относится к первичной обмотке, при намотке которой необходимо соблюдать условия обеспечения минимальной индуктивности рассеяния.2\times 0.25}=4.849\:мкс.\qquad{\mathrm{(}}{6}{\mathrm{)}}$$

Определим максимальное напряжение на стоке силового транзистора. Для этого первоначально необходимо определить максимальное напряжение на первичной обмотке дросселя, возникающее во время передачи энергии из дросселя в нагрузку V_REFL MAX (формула 7):

$$F_{REFL\,MAX}=n\times V_{OUT\,MAX}=1.8\times 60=108\:В,\qquad{\mathrm{(}}{7}{\mathrm{)}}$$

где V_{OUT MAX} = 1.2 V_OUT = 1.2 × 50 = 60 В – напряжение на выходе преобразователя без нагрузки.

Максимальное напряжение между стоком и истоком транзистора V_{DS MAX} должно определяться при максимальном входном напряжении V_{IN MAX} = 265 В (формула 8):

$$V_{DS\,MAX}=\sqrt{2}\times V_{IN\,MAX}+V_{REFL\,MAX}+V_{PEAK}=\sqrt{2}\times 265+108+100=580\:В,\qquad{\mathrm{(}}{8}{\mathrm{)}}$$

где V_PEAK – величина перенапряжения, возникающая на ограничителе D1, C5, R13, R14 в момент закрытия транзистора. Это напряжение выбирается разработчиком в зависимости от конкретного технического задания. В данном случае было выбрано V_PEAK ≈ 100 В.

Как видно из расчетов, в данном случае напряжение «сток-исток» силового MOSFET должно быть не менее 650 В. Для повышения надежности можно использовать транзистор с максимальным напряжением 800 В, который обеспечит «выживание» преобразователя в случае возможных перенапряжений в сети, например, при грозовых разрядах. Если прибор будет эксплуатироваться в сложной электромагнитной обстановке с высоким уровнем импульсных кондуктивных или индуктивных помех, возможно, следует принять меры для дополнительной защиты транзистора, например, с помощью TVS-диодов или других быстродействующих ограничителей напряжения. В любом случае реальное значение V_PEAK следует контролировать на всех этапах разработки, поскольку его величина зависит от многих факторов, в том числе и от расположения проводников на печатной плате.

Определяем максимальный ток первичной обмотки I_PKPRI (формула 9):

$$I_{PK\,PRI}=\frac{\sqrt{2}\times V_{IN\,MIN}}{L_{PRI}}\times T_{ON\,MAX}=\frac{\sqrt{2}\times 195}{500}\times 4.849=2.674\:А.\qquad{\mathrm{(}}{9}{\mathrm{)}}$$

Определим минимально необходимое количество витков первичной обмотки N_PRI, предполагая, что в дросселе будет использован магнитопровод EFD 30/15/9 с эффективной площадью поперечного сечения A_E = 69 мм² (формула 10):

$$N_{PRI}\geq \frac{L_{PRI}\times \Delta I_{MAX}}{A_{E}\times \Delta B_{MAX}}=\frac{500\times 2.674}{69\times 0.35}=55.36,\qquad{\mathrm{(}}{10}{\mathrm{)}}$$

где ΔB_MAX = 0.35 Тл – максимальное изменение индукции в магнитопроводе; ΔI_MAX – размах пульсации тока первичной обмотки для граничного режима ΔI_MAX = I_{PK PRI}.

Округлим полученное количество витков, приняв N_PRI = 60. При округлении рекомендуется использовать четное число, чтобы для уменьшения индуктивности рассеяния первичная обмотка могла быть разделена на две равные части.

Количество витков вторичной обмотки N_SEC (формула 11):

$$N_{SEC}=\frac{N_{PRI}}{n}=\frac{60}{1.2.\qquad{\mathrm{(}}{14}{\mathrm{)}}$$

В этом случае для первичной обмотки необходимо S_PRI проводников (формула 15):

$$S_{PRI}=\frac{A_{CU\,PRI}}{A_{WIRE}}=\frac{0.09}{0.00785}\approx 11.\qquad{\mathrm{(}}{15}{\mathrm{)}}$$

Пойдя на компромисс и несколько увеличив плотность тока, используем для намотки многожильный провод из 10 проводников диаметром 0.1 мм.

Определим максимальное значение тока вторичной обмотки I_PK SEC для наихудшего случая (формула 16):

$$I_{PK\,SEC}=2\times \frac{2\times I_{OUT}}{1-D_{MAX}}=2\times \frac{2\times 0.8}{1-0.25}=4.267\:А.\qquad{\mathrm{(}}{16}{\mathrm{)}}$$

где I_OUT = 0.8 А – максимальный выходной ток преобразователя.

Действующее значение тока вторичной обмотки для наихудшего случая высчитывается по формуле 17:

$$I_{RMS\,SEC\,MAX}=I_{PK\,SEC}\times \sqrt{\frac{1-D_{MAX}}{3}}=4.267\times \sqrt{\frac{1-0.25}{3}}=2.134\:А.\qquad{\mathrm{(}}{17}{\mathrm{)}}$$

Необходимое сечение провода вторичной обмотки (формула 18):

$$A_{CU\,SEC}=\frac{I_{RMS\,SEC\,MAX}}{\sqrt{2}\times J_{MAX}}=\frac{2.2.\qquad{\mathrm{(}}{18}{\mathrm{)}}$$

Необходимое количество проводников диаметром 0,1 мм (формула 19):

$$S_{SEC}=\frac{A_{CU\,SEC}}{A_{WIRE}}=\frac{0.249}{0.00785}\approx 32.\qquad{\mathrm{(}}{19}{\mathrm{)}}$$

Принимаем количество проводников равным 30.

Необходимость уменьшения сечения провода первичной и вторичной обмоток обусловлена небольшой площадью окна выбранного магнитопровода. В большинстве случаев уменьшение на 10% вполне приемлемо и не приведет к перегреву дросселя. Однако, в любом случае следует дополнительно проверить величину потерь в меди.

Определим количество витков вспомогательной обмотки N_AUX, учитывая, что напряжение на выходе выпрямителя должно составлять V_AUX = 15 В, а на выпрямительном диоде падает до значения около V_FW = 1 В (формула 20):

$$N_{AUX}=N_{SEC}\times \frac{V_{AUX}+V_{FW}}{V_{OUT\,MIN}+V_{FW}}=33\times \frac{15+1}{50+1}=10.3\approx 10.\qquad{\mathrm{(}}{20}{\mathrm{)}}$$

Основные технические характеристики дросселя, рассчитанного по данной методике и использованного в проекте IRuFB1, приведены в таблице 2. Для уменьшения индуктивностей рассеяния первичная и вторичная обмотки разбиты на две секции (таблица 3). Внешний вид дросселя L2 и чертеж установочного места на печатной плате показаны на рисунке 4.

Рис. 4. Внешний вид и чертеж установочного места дросселя L2

Таблица 2. Основные технические характеристики дросселя L2

Размер магнитопровода	EFD 30/15/9
Материал магнитопровода	Epcos N87 или аналогичный
Тип каркаса	С горизонтальным расположением центрального стержня
Количество выводов каркаса	12
Индуктивность первичной обмотки, мкГн	500 ±10%
Индуктивность рассеяния первичной обмотки, мкГн	3
Максимальное импульсное напряжение первичной обмотки, В	600
Максимальная температура магнитопровода, °С	100
Электрическая изоляция между первичной и вторичной, вторичной и вспомогательной обмотками, В AC/мин	3000

Таблица 3. Параметры обмоток дросселя L2

Обмотка	Вывод начала	Вывод конца	Количество витков	Провод, мм
Первичная (часть 1)	2	3	30	10 х 0,1
Вторичная (часть 1)	8	9	17	30 х 0,1
Первичная (часть 2)	3	4	30	10 х 0,1
Вторичная (часть 2)	10	11	16	30 х 0,1
Вспомогательная	5	6	10	1 х 0,2

Расчет схемы ограничения тока

Расчет схемы ограничения тока выполняется при условии допустимой перегрузки CLM = 10%.

Сопротивление резистивного датчика тока R_SH PRI, требуемое для обнаружения перегрузки, можно рассчитать по формуле 21:

$$R_{SH\,PRI}=\frac{V_{BUSOC+}}{(1+CLM)\times I_{EQ}}\times \frac{R5\parallel R6+R7}{R5\parallel R6}\approx \frac{V_{BUSOC+}}{(1+CLM)\times I_{EQ}},\qquad{\mathrm{(}}{21}{\mathrm{)}}$$

где V_BUSOC+ = 0.56 В – напряжение на выводе V_BUS, необходимое для срабатывания узла защиты; I_EQ – эквивалентный ток, протекающий через резисторы датчика (формула 22):

$$I_{EQ}=I_{PK\,PRI}-I_{SH\,AV}=I_{PK\,PRI}\times \left(1-\frac{D_{MAX}}{2} \right)=2.674\times \left(1-\frac{0.25}{2} \right)=2.34\:А.\qquad{\mathrm{(}}{22}{\mathrm{)}}$$

В итоге получим формулу 23:

$$R_{SH\,PRI}=\frac{V_{BUSOC+}}{(1+CLM)\times I_{EQ}}=\frac{0.56}{(1+0.1)\times 2.34}=0.22\:Ом.\qquad{\mathrm{(}}{23}{\mathrm{)}}$$

Такое сопротивление обеспечивается параллельным соединением трех резисторов с сопротивлениями R9 = R10 = 0.62 Ом и R11 = 0.75 Ом.

Расчет цепи обратной связи по напряжению

Для стабилизации требуемого уровня выходного напряжения необходимо рассчитать сопротивления резисторов R5, R6 делителя напряжения, подключаемого к вспомогательной обмотке. Требуемое напряжение обратной связи рассчитывается по формуле 24:
$$V_{BUS}=V_{AUX}\times \frac{R6}{R5+R6},\qquad{\mathrm{(}}{24}{\mathrm{)}}$$

где V_BUS = 4.1 В – напряжение, которое должно быть на выводе VBUS, согласно технической документации на микросхему.

Выбрав сопротивление резистора R6 = 82 кОм, определим необходимое сопротивление резистора R5 (формула 25):
$$R5=R6\times \frac{V_{AUX}-V_{BUS}}{V_{BUS}}=82\times \frac{15-4.1}{4.1}\approx 220\:кОм.\qquad{\mathrm{(}}{25}{\mathrm{)}}$$

Требования к трассировке печатной платы

Для обеспечения правильной работы схемы и исключения возможных проблем вопросам проектирования печатной платы следует уделить особое внимание. Неправильное расположение печатных проводников может привести к появлению непредвиденных высокочастотных напряжений или токовых всплесков, повышенному уровню электромагнитных помех, уменьшению выходной мощности, ухудшению надежности, а также к нештатному поведению схемы вплоть до выхода из строя компонентов. Приведенные ниже рекомендации необходимо учесть на самых ранних этапах проектирования, чтобы свести к минимуму количество возможных проблем, а также повысить надежность и технологичность конечного устройства.

• Все дорожки должны иметь минимальную длину. Особенно это относится к силовым проводникам, соединяющим силовой транзистор, дроссель, выпрямительные диоды и так далее, по которым протекают высокочастотные токи. Это поможет уменьшить уровень шума в цепях управления, вызванный наличием паразитных связей между дорожками печатной платы.
• Проводники чувствительных узлов схемы управления должны располагаться как можно дальше от силовых цепей. Это также уменьшит уровень шума и повысит устойчивость схемы управления.
• Конденсатор фильтра питания микросхемы должен располагаться как можно ближе к выводам VCC и GND. Значительная длина проводников может уменьшить его эффективность и ухудшить стабильность работы микросхемы.
• Общие провода для силовых и сигнальных цепей должны быть отдельными и соединяться в одной точке. По возможности используйте разводку общего провода по схеме «звезда», проводя для каждой цепи отдельный общий проводник. Это позволит свести к минимуму в слаботочных сигналах схемы управления уровень шума, возникающего на сопротивлении общего провода.
• По возможности, уменьшите длину проводника между драйвером и затвором силового транзистора. За счет меньшей паразитной индуктивности это поможет уменьшить уровень выбросов напряжения на затворе в моменты переключений транзистора и предотвратить его возможное запирание или защелкивание.
• Все чувствительные к помехам слаботочные узлы должны располагаться как можно ближе к микросхеме, чтобы исключить возможность ложного срабатывания или нестабильной работы, вызванную проникновением шума из силовых цепей.

Один из возможных вариантов расположения элементов и трассировки печатных проводников, выполненных с учетом приведенных выше требований, показан на рисунке 5.

Рис. 5. Расположение элементов и печатных проводников платы IRuFB1

Результаты тестирования платы IRuFB1

Результаты тестирования одного из образцов платы IRuFB1 приведены в таблице 4. Испытания проводились в нормальных условиях при температуре воздуха 25°С в сети с частотой 60 Гц. В 50-герцевых сетях характеристики платы IRuFB1 качественно ничем не отличаются, за исключением повышенного уровня пульсаций выходного напряжения, обусловленного большим интервалом между поступлениями порций энергии в выходной конденсатор – 10 мс вместо 8,3 мс.

Таблица 4. Результаты тестирования платы IRuFB1

Входное напряжение, В	195				230				265
Уровень нагрузки, %	0	20	50	100	0	20	50	100	0	20	50	100
Выходная мощность, Вт	0	7,75	19,3	38,3	0	7,73	19,6	38,1	0	7,68	19,4	37,7
Выходное напряжение, В	62,8	50,6	48,7	48,3	64,7	50,5	49,7	48,1	61,2	50,2	49,3	47,6
Выходной ток, А	0	0,15	0,39	0,79	0	0,15	0,39	0,79	0	0,15	0,39	0,79
Потребляемая мощность, Вт	0,36	9,28	21,6	41,7	0,5	9,63	21,9	41,6	0,55	9,89	22,1	41,3
КПД, %	0	83,5	88,9	92,0	0	80,3	89,5	91,8	0	77,7	89,7	91,3
Коэффициент мощности	–	0,71	0,92	0,97	–	0,64	0,86	0,96	–	0,56	0,80	0,93
Коэффициент нелинейных искажений, %	–	16,4	6,2	5,2	–	23	5,4	5,0	–	25,7	7,3	5,0
Пульсации выходного напряжение (СКВ), В	0,03	0,4	0,8	1,6	0,03	0,4	0,8	1,6	0,03	0,4	0,8	1,6
Пульсации выходного напряжения (размах), В	0,07	1,13	2,26	4,53	0,07	1,13	2,26	4,53	0,07	1,13	2,26	4,53

Как видно из полученных данных, плата IRuFB1 полностью соответствует заявленным техническим характеристикам. Ее выходное напряжение остается в диапазоне 47,5…52,5 В при изменении нагрузки от 10% до 100% и не поднимается выше 65 В в режиме холостого хода (рисунок 6). Во многом это обеспечивается оптимальной конструкцией силового дросселя, имеющего малое значение индуктивности рассеяния обмоток, особенно первичной. В случае, когда оптимизировать дроссель не представляется возможным, для улучшения коэффициента стабилизации вместо перемычки R19 можно установить резистор сопротивлением 10…47 Ом, что обеспечит лучшую фильтрацию высокочастотных колебаний.

Рис. 6. Зависимости выходного напряжения от различных напряжений на входе и токов нагрузки

Пульсация выходного напряжения, амплитуда которой при полной нагрузке не превышает 5 В (рисунок 7), имеет ярко выраженную низкочастотную составляющую, равную удвоенной частоте сети. Ее наличие обусловлено спецификой работы схемы, неравномерно передающей мощность в нагрузку и имеющей паузы при передаче энергии в моменты нулевого напряжения сети. При необходимости – например, при работе в сети с частотой 50 Гц – уровень пульсаций может быть уменьшен путем увеличения емкости выходного конденсатора или добавления дополнительного сглаживающего фильтра.

Рис. 7. Пульсации выходного напряжения

Несмотря на наличие низкочастотных пульсаций, схема управления обладает превосходной реакцией на резкие изменения выходного тока, удерживая выходное напряжение в допустимых пределах (рисунок 8), и обеспечивает быстрый запуск даже при 100% нагрузки (рисунок 9).

Рис. 8. Реакция преобразователя на резкое изменение тока нагрузки со 100% до 60%

Рис. 9. Запуск преобразователя при входном напряжении 230 В и нагрузке 100%

При полной нагрузке коэффициент мощности платы превышает 0,95, а общий коэффициент нелинейных искажений потребляемого тока остается на уровне 5% (рисунок 10), что обеспечивает практически синусоидальную форму входного тока (рисунок 11). Спектр гармоник входного тока показан на рисунке 12. Из рисунка видно, что плата полностью соответствует нормам EN61000-3-2 для устройств класса C.

Рис. 10. Зависимости коэффициентов мощности и нелинейных искажений от тока нагрузки при различных значениях входного напряжения

Рис. 11. Диаграммы значений входных напряжения и тока

Рис. 12. Спектр входного тока при различных уровнях нагрузки

Энергетические характеристики платы также высоки (рисунок 13). При полной нагрузке КПД платы превышает 90%, что является отличным показателем по сравнению с устройствами, имеющими корректор коэффициента мощности в виде отдельного узла.

Рис. 13. Энергетические характеристики платы

В дополнение на рисунках 14 и 15 приведены диаграммы работы в различных контрольных точках платы, позволяющие количественно и качественно оценить электрические режимы работы преобразователя.

Рис. 14. Диаграммы работы транзистора Т1 при напряжении 230 В и нагрузке 100%

Рис. 15. Диаграммы напряжений на выводах микросхемы IC1 при значении нагрузки 100% и коротком замыкании выхода

открыть картинку в полном формате

Последними в данном исследовании, но не последними по важности, приведены результаты измерений температуры элементов платы (рисунок 16), измеренные через час работы на открытом воздухе в условиях естественного охлаждения при входном напряжении 230 В и нагрузке 100%. Как видно из фотографий, температура всех компонентов остается ниже максимальных пределов как минимум на 35°С, что позволяет предположить, что плата сохранит свою работоспособность при заявленной в технических характеристиках максимальной температуре окружающей среды 60°С.

Рис. 16. Термические режимы платы спустя час работы при входном напряжении 230 В, нагрузке 100% и температуре окружающей среды 25°С

Заключение

Микросхема IRS2505L является хорошей основой для построения выпрямительных устройств, совмещающих в одном узле и корректор коэффициента мощности, и преобразователь постоянного напряжения, что в первую очередь положительно сказывается на КПД системы. Это существенно расширяет возможности разработчиков, позволяя создавать бюджетные, компактные и эффективные решения, сфера применения которых не ограничивается только системами освещения.

•••

Наши информационные каналы

Корректор коэффициента мощности для повышения эффективности

Как известно, коэффициент мощности l определяется соотношением активной мощности, потребляемой источником питания, и полной мощности:

где U и I — действующие значения соответственно напряжения и тока на входе источника питания, а в числителе формулы произведение действующих значений напряжения и тока первой гармоники и косинуса угла сдвига между ними [1]. Таким образом, λ потребителя электрической энергии определяется не только значением cos j₁, но и коэффициентом нелинейных искажений тока относительно его первой гармоники. Это значит, что при λ<1 (λ = 1 характерно для линейной активной нагрузки) увеличивается ток во всех цепях , от генератора до нагрузки, при одной и той же потребляемой активной мощности. А потери, как известно, имеют квадратичную зависимость от тока. Кроме того, высшие гармоники тока, создаваемые нелинейными потребителями, приводят к увеличенным потерям в линиях электропередачи, в магнитопроводах трансформаторов, генераторов и их обмотках. Сокращается срок службы изоляции, создаются дополнительные нагрузки на валу генераторов, увеличивается нагрев и расход топлива.

В быту это не имеет большого значения, поскольку указанные выше проблемы ложатся на плечи энергоснабжающих организаций, а потребитель платит лишь за активную мощность. Однако в случаях, когда речь идет о подвижных объектах, электроснабжение которых производится от генераторов переменного тока, с λ приходится считаться. Так, например, при имеющемся на объекте генераторе в 125 кВА полной мощности при коэффициенте мощности нагрузки λ = 0,8 допустимая активная мощность нагрузки составляет только 100 кВт. При более низких значениях λ, например λ = 0,5, для получения тех же 100 кВт номинальной мощности потребуется генератор уже на 200 кВА, т. е. в 1,6 раза мощнее [1]. При этом на меньших нагрузках генератор будет недогружен. Это означает больший расход топлива, большие эксплуатационные расходы и большую стоимость самого генератора. Очевидно, что применение блоков и модулей питания с высоким λ в системах энергоснабжения на подвижных объектах снижает не только эксплуатационные расходы, но и массо-габаритные показатели, являющимеся важной характеристикой для мобильных систем электропитания (СЭП).

Для увеличения λ до значений, близких к 1, в модулях питания применяются активные корректоры коэффициента мощности (АККМ). Типовая функциональная схема АККМ показана на рис. 1.

Рис. 1. Функциональная схема АККМ

АККМ состоит из входного фильтра, выпрямителя, повышающего преобразователя и выходного фильтра. Как видно, АККМ устроен достаточно просто. Однако к его элементам предъявляются свои требования. Так, например, выпрямительный диод D1 желательно применять с малым временем восстановления, поскольку одно только применение такого диода на основе карбида кремния (SiC) с малым временем обратного восстановления способно уменьшить потери в диоде D1 и транзисторе Q1 на 32% [2]. Дроссель L1 должен быть рассчитан на постоянное подмагничивание полным током на максимуме синусоиды питающей сети при минимальном входном напряжении на входе, поскольку именно в этом режиме ток дросселя максимальный. Все элементы корректора должны выдерживать долговременную работу, а элементы охлаждения — обеспечивать необходимый теплоотвод при пониженном входном напряжении сети. Внимание на этом акцентируется в связи с тем, что АККМ, в силу своей топологии, могут работать в большом диапазоне входных напряжений, что широко используется для построения источников питания для входной сети переменного тока 85–264 В. При этом статические потери, пропорциональные квадрату тока, на пониженном входном напряжении в 30 раз выше потерь при максимальном входном напряжении. Если же диапазон питающих напряжений АККМ уже и организована корректная защита элементов от высоких токов при пониженном входном напряжении, требования по теплоотводу и максимальным токам через элементы корректора можно значительно снизить.

В рассмотренном на рис. 1 АККМ применена микросхема UC2854, позволяющая стабилизировать выходное напряжение корректора. Алгоритм ее работы позволяет следить за средним током дросселя, работающего в режиме неразрывных токов при нагрузках более 50% от P_ном. Это, в свою очередь, снижает требования к фильтрации, уменьшает помехи и увеличивает КПД преобразования.

В АККМ, построенном на основе микросхемы UC2854 [3], используется четыре сигнала обратной связи:

• сигнал с выхода диодного моста, используемый как опорный для формирования тока потребления, повторяющего форму входного напряжения;
• сигнал с датчика тока для формирования тока и функций защиты;
• сигнал с выхода АККМ для стабилизации выходного напряжения на уровне 400 В;
• среднеквадратичное значение напряжения сети.

Управляющим сигналом контроллера является ШИМ, подающаяся на коммутирующий элемент Q1. При этом коэффициент заполнения является функцией мгновенного значения выпрямленного напряжения, ошибки сигнала рассогласования обратной связи по выходному напряжению ККМ, действующего значения напряжения сети и текущего значения тока в дросселе:

Согласно этому уравнению, в дросселе корректора L1 формируется ток, огибающая которого повторяет форму напряжения на выходе выпрямителя (рис. 2), а форма тока потребления АККМ повторяет форму сетевого напряжения (рис. 3), что позволяет достичь λ, близкого к 1. На выходе же АККМ вырабатывается стабилизированное напряжение 400 В.

Рис. 2. Форма тока дросселя, напряжения после диодного моста и напряжения на выходе АККМ

Рис. 3. Напряжение и ток на входе АККМ до фильтрации

С учетом того, что на выходе АККМ напряжение стабилизировано, следующая ступень преобразователя может быть выполнена с максимальным коэффициентом заполнения — с тем, чтобы добиться максимального КПД преобразователя в целом. На рис. 4 и 5 представлены функциональные схемы таких преобразователей [4].

Рис. 4. Функциональная схема ИВЭП с АККМ с двумя контурами обратной связи

Рис. 5. Функциональная схема ИВЭП с АККМ с одним общим контуром обратной связи

На входе модулей питания присутствует ограничитель пускового тока (ОПТ). В первом случае (рис. 4) понижающий преобразователь с гальванической развязкой запитывается с выхода АККМ стабилизированным напряжением 400 В. Низкочастотные пульсации и переходные процессы этого источника хорошо отфильтровываются глубокой и быстрой обратной связью выходного преобразователя. Выходной LС-фильтр демпфирован токовой обратной связью. Переходный процесс при сбросе и набросе нагрузки носит апериодический характер, амплитуда переходного процесса не превышает 10% от выходного напряжения. Выходной преобразователь с гальванической развязкой может быть построен по любой топологии, однако максимальную эффективность будет иметь преобразователь с фазовым управлением либо резонансный преобразователь. Модуль питания, построенный по такой схеме, имеет высокий общий КПД.

В том случае, если модуль питания построен по функциональной схеме, изображенной на рис. 5, где АККМ питает выходной неуправляемый преобразователь, стабилизация выходного напряжения осуществляется за счет коррекции выходного напряжения АККМ. К недостаткам такой схемы следует отнести низкую стабильность выходного напряжения, увеличенные пульсации выходного напряжения на частоте питающей сети и высоко­частотные колебания при сбросе и набросе нагрузки из-за не охваченного токовой обратной связью колебательного контура, состоящего из выходной емкости и индуктивности. Однако выходной преобразователь может быть реализован с помощью неуправляемого полного моста, в котором переключение транзисторов будет всегда происходить с максимальным коэффициентом заполнения и минимальными потерями за счет включения при нулевом напряжении даже без фазосдвигающего контроллера. Это упрощает конструкцию преобразователя и делает его КПД максимальным.

Примером реализации ИВЭП с АККМ может быть модуль питания МАА600-ПКМ, разработанный в ООО «Александер Электрик источники электропитания». Модуль построен по схеме, изображенной на рис. 4, и имеет низкопрофильную конструкцию. Высота корпуса составляет всего 22 мм. Габариты корпуса составляют 242×132×22 мм. Форма питающего напряжения и потребляемого модулем питания тока показана на рис. 6а. Для сравнения на рис. 6б представлена осциллограмма напряжения сети и тока потребления аналогичного модуля питания МАА600-1С27-СКН без АККМ [5].

Рис. 6. Форма потребляемого тока разными модулями питания

На рис. 7 показаны сравнительные измерения λ модулей питания МАА600-1С27-ПКМ с АККМ и МАА600-1С27-СКН без АККМ. Коэффициент мощности модуля питания МАА600-1С27-ПКМ практически не зависит от входного напряжения и укладывается в пределы λ = 0,98…0,99 во всем его диапазоне.

Рис. 7. Зависимости коэффициентов мощности l двух преобразователей

На рис. 8 и 9 показаны зависимости КПД модулей питания МАА600-1С27-ПКМ с АККМ и МАА600-1С27-СКН без АККМ соответственно.

Рис. 8. Зависимости КПД модуля питания МАА600-1С27-ПКМ от нагрузки при разных входных напряжениях

Рис. 9. Зависимость КПД модуля питания МАА600-1С27-СКН от нагрузки

Основные технические характеристики модуля питания МАА600-1С27-ПКМ:

• коэффициент мощности λ = 0,98…0,99 при нагрузках от 0,1×P_ном до P_ном;
• КПД при P_ном. — 84%;
• диапазон напряжения питания переменного тока частотой 50 Гц — 120–242 В;
• выходное напряжение постоянного тока — 27 В;
• суммарная нестабильность выходного напряжения не более ±3% от Uвых;
• амплитуда пульсации выходного напряжения не более 1% от U_вых;
• подстройка выходного напряжения ±5% от U_вых;
• диапазон рабочих температур корпуса –60…+85 °С;
• габариты, мм: 242×132×22.

 

Выводы

При сопоставлении графиков, изображенных на рис. 8 и 9, видно, что КПД модуля питания с АККМ на номинальной мощности ниже на 3%, чем модуля питания без корректора. Однако такая потеря КПД с лихвой компенсируется увеличением коэффициента мощности λ с 0,6–0,76 до значений, близких к 1. Кроме того, модуль питания МАА600-1С27-ПКМ имеет массу в среднем в 1,5 раза, а габариты — в 1,77 раза меньше, чем аналогичные показатели у модуля питания МАА600-1С27-СКН. Следует учитывать также расширение температурного диапазона нового модуля до –60 °С по сравнению с –50 °С у модуля МАА600-1С27-СКН. Все это делает применение модуля питания МАА600-1С27-ПКМ более эффективным в системах электропитания подвижных объектов.

Литература

1. Котенко Е. А. Компенсация реактивной мощности как средство сокращения затрат // Энергоснабжение. 2010. № 1.
2. Мелешин В. И., Овчинников Д. А. Управление транзисторными преобразователями электроэнергии. М.: Техносфера, 2011.
3. Texas Instruments. Advanced High-Power Factor Preregulator Slus329e–Month 2003. Rev. January, 2008.
4. Philip C. Todd Application Note U-134 UC3854 Controlled Power Factor Correction Circuit Design 1999. Texas Instruments Incorporated.
5. Каталог продукции ООО «АЭИЭП», 2013.

Активная и пассивная корректировка коэффициента мощности. А есть ли разница?

Каждый день количество электронных устройств, использующих импульсные источники питания, увеличивается. В результате коррекция коэффициента мощности (cos φ) стала очень важной проблемой, которая привела к созданию нормативных стандартов. Благодаря этим стандартам инженеры-проектировщики / прикладные технологи используют новейшие технологии в пассивных и активных компонентах и интегральных схемах контроллеров (ИС) для создания широкого спектра корректоров коэффициента мощности.

Мощность

Давайте начнем с разговора о концепции коэффициента мощности (PF или более привычно для нас cos φ). ). Предполагая идеально линейную нагрузку с идеальными синусоидальными кривыми тока и напряжения (нет сдвига по фазе), коэффициент мощности системы электроснабжения представляет собой отношение реальной мощности (кВт) к полной мощности (кВА) (рисунок выше).

Он также может быть определен как косинус угла между волнами тока и напряжения. Значение коэффициента мощности может варьироваться от 0 до 1. Когда ток и напряжение полностью совпадают по фазе, коэффициент мощности равен 1.

Идеальные синусоидальные значения токов и напряжений обычно возникают, когда нагрузки состоят из резистивных, емкостных и индуктивных элементов, которые являются линейными (не зависят от тока и напряжения). Этот тип коэффициента мощности обычно связан с промышленным оборудованием, таким как электродвигатели (рисунок выше).

Где PF – коэффициент мощности, а THD – общие гармонические искажения

В настоящее время очень часто можно найти коэффициент мощности, который потребляет ток в несинусоидальной форме волны (рисунок ниже) среди электронных устройств с нелинейными нагрузками. Такие электронные устройства используют преобразование мощности для лучшего контроля или экономии энергии. Такое преобразование мощности достигается с помощью импульсных источников питания, которые обычно используются в ПК, аудиовизуальном оборудовании, флуоресцентном освещении, диммерах, копировальных аппаратах, зарядных устройствах и других устройствах.

На рисунке выше показано, что ток и напряжение идеально совпадают по фазе, даже несмотря на сильное искажение волны тока. Применение «косинуса фазового угла» привело бы к неверному выводу, что этот источник питания имеет коэффициент мощности 1,0. В этом случае коэффициент мощности следует анализировать с точки зрения гармонического ряда основной частоты линии электропередачи. Принимая во внимание абсолютные значения общих гармонических искажений (THD), коэффициент мощности для нелинейных нагрузок может быть определен, как показано на в формуле выше.

Коэффициент мощности, который не равен единице, может вызвать гармонические искажения. Такое искажение может мешать работе других устройств,  питающихся от одного и того же источника, что и потребитель, генерирующий высшие гармоники. Глядя на рисунок выше, можно сказать, что для достижения коэффициента мощности 1,0 значение THD должно быть равно нулю. Гармонические искажения могут вызвать серьезные проблемы, такие как повреждение кабелей и другого оборудования в электрической сети, а также риск перегрева и возгорания, высокие напряжения и блуждающие токи, неисправности оборудования и отказы отдельных компонентов и так далее.

Корректировка коэффициента мощности

Коррекция коэффициента мощности (PFC) используется, чтобы избежать гармоник входного тока, тем самым сводя к минимуму помехи для других устройств, питающихся от того же источника. В Европе и Японии электрооборудование должно соответствовать стандарту IEC61000-3-2. Этот стандарт применяется к большинству электроприборов с потребляемой мощностью более 75 Вт (оборудование класса D). Он также определяет максимальную амплитуду линейных гармоник до 39-й гармоники включительно.

В Соединенных Штатах не существует стандартов для ограничения выбросов гармонического тока, генерируемого электрическим оборудованием, как в Европе (IEC6100-3-2). Однако инициатива под названием 80 PLUS пытается интегрировать более эффективные блоки питания, особенно для персональных компьютеров, серверов и ноутбуков.

80 PLUS сертифицирует более 80% энергоэффективности при 20%, 50% и 100% номинальной нагрузки. Чтобы соответствовать сертификации 80 PLUS, для блоков питания требуется значение коэффициента мощности 0,9 или выше при 100% нагрузке. Это означает, что блоки питания у которых мощность потерь достигает 20% или менее (в виде тепла при указанных уровнях нагрузки), приведут к снижению потребления электроэнергии и снижению счетов за нее. Иногда производителям, использующим блоки питания сертифицированные по стандарту 80 PLUS, предоставляются льготы.

Типы корректоров коэффициента мощности (PFC)

Для уменьшения гармонических искажений используются два типа корректоров коэффициента мощности: пассивный PFC и активный PFC.

Как следует из названия, пассивный корректор мощности использует пассивные компоненты для коррекции значений выходного тока и напряжения (например, катушки индуктивности и конденсаторы). Пассивный PFC способен поднять коэффициент мощности до 0,7-0,85. Вот наиболее распространенные типы пассивных корректоров мощности:

Входной LC фильтр: также называется П-фильтром, он удаляет нежелательные частоты из сигнала. Фильтр уменьшает содержание гармоник в текущем сигнале, следя за тем, чтобы частота среза фильтра была чуть выше основной частоты. В результате достигается оптимальное затухание гармоник (рисунок ниже).

Фильтр на схеме Valley-fill: данный тип корректора коэффициента мощности может использоваться в приложениях с низким энергопотреблением, где допускается высокое эффективное пульсирующее напряжение на выходе постоянного тока. Он часто используется в электронных балластных системах. Схема содержит два конденсатора и три диода. Два конденсатора заряжаются последовательно от пика линии до половины пикового напряжения линии. Когда напряжение линии падает ниже напряжения одного конденсатора, диоды мостового выпрямителя смещаются в обратном направлении, что не позволяет току течь. Затем диоды valley-fill переходят в проводящий режим, а конденсаторы подключаются параллельно для питания нагрузки. На рисунке ниже показан обычный контур valley-fill.

Пассивные методики корректировки коэффициента мощности обычно используют простой LC-фильтр с линейной частотой, чтобы увеличить угол проводимости тока и уменьшить гармонические составляющие входного тока диодно-конденсаторного выпрямителя. Благодаря своей простоте, пассивный LC-фильтр является высокоэффективным и недорогим PFC-решением, которое потенциально может соответствовать спецификациям IEC 61000-3-2 класса D в диапазоне малой мощности. Однако при более высоких уровнях мощности размер и вес пассивных компонентов становятся проблемой из-за наличия более тяжелых и объемных катушек индуктивности фильтра. Пассивные методы имеют определенные преимущества, такие как простота, надежность и прочность, нечувствительность к шуму и скачкам напряжения, отсутствие генерации электромагнитных помех (EMI) и отсутствие потерь при высокочастотном переключении.

Активные PFC используют схемы активной электроники, которые содержат такие устройства, как MOSFET, BJT и IGBT. Существует широкий спектр топологий для активных корректоров мощности, и разработчики электроники / источников питания могут создавать схемы с различными режимами работы и различными задачами по мере развития технологий. Вот два основных типа активных корректировщиков коэффициента мощности (PFC):

Boost PFC

Эта популярная реализация, которая также называется повышающим преобразователем, представляет собой преобразователь мощности с выходным напряжением постоянного тока, превышающим его входное напряжение постоянного тока. Этот класс импульсного источника питания (SMPS) содержит, по меньшей мере, два полупроводниковых переключателя и один элемент накопления энергии (конденсатор). Фильтры обычно добавляются к выходу преобразователя для уменьшения пульсации выходного напряжения. Поскольку мощность должна быть сохранена, выходной ток меньше, чем входной ток.

Практически все повышающие PFC используют стандартную микросхему контроллера для простоты конструкции, снижения сложности схемы и экономии затрат.

Когда переключатель (S) замкнут, выход индуктора соединен с землей, и на него подается напряжение (Vi). Ток индуктора увеличивается со скоростью, равной Vi / L. Однако при размыкании контакта напряжение на катушке индуктивности изменяется и становится равным V_L-Vin. Ток, который протекал в индукторе, будет затухать со скоростью, равной (V_L-Vi) / L.

Индуктор фильтра на входной стороне является основным преимуществом повышающих PFC, поскольку он допускает мало искаженные входные токи, которые предотвращают уменьшение значения коэффициента мощности. Недостатком этого подхода является то, что выходное напряжение всегда превышает пиковое входное напряжение. Кроме того, отсутствует ограничение тока во время перегрузки и короткого замыкания из-за прямой связи между линией и нагрузкой.

Buck PFC

Этот понижающий преобразователь напряжения и повышающий преобразователь тока работают по принципу накопления энергии в индуктивности. Существует переключающий элемент (силовой MOSFET транзистор или IGBT), который можно открывать или закрывать (схема выше).

Когда переключатель находится во включенном положении (то есть MOSFET транзистор находится во включенном состоянии), импульс тока течет к нагрузке, и энергия накапливается как в индуктивности (L), так и в конденсаторе (C), и ток не протекает через диод, как при обратном смещением. Когда переключатель находится в положении ВЫКЛ., Энергия, накопленная в катушке индуктивности, возвращается в цепь, и ток течет через нагрузку и диод. В какой-то момент, когда напряжение нагрузки начинает падать, заряд, хранящийся в конденсаторе, становится основным источником тока до тех пор, пока переключатель не будет снова включен.

Buck преобразователи могут быть очень эффективными (КПД в 95% или выше для интегральных схем).

Выводы

Корректоры коэффициента мощности значительно изменились из-за возросшего интереса к соблюдению стандартов, таких как IEC61000-3-2 (подавление гармоник), пределов электромагнитных помех и других. Они улучшились и стали более экономичными благодаря улучшенным интегральным контроллерам.

Основное различие между пассивной и активной корректировкой коэффициента мощности заключается в простом использовании пассивных компонентов по сравнению с использованием в основном активных компонентов с интегральными схемами контроллера. Оба могут добиться коррекции коэффициента мощности на разных уровнях. В зависимости от эффективности конструкции, стоимости и топологии они могут использоваться в самых разных приложениях.

Анализ преобразовательных систем с корректором коэффициента мощности, страница 4

          Внимание, уделяемое качеству оков, потребляемых из сети, возрастает вследствие определенных причин. Снижение выходной мощности преобразовательных систем может быть обусловлено неэффективным использованием энергии, потребляемой из сети. В связи с этим, было приложено много усилий для усовершенствования связывающих систем, которые повышают коэффициент полезного действия стандартных электронных нагрузок.

Идеальный корректор коэффициента мощности должен имитировать резистор со стороны питания, где поддерживается воображаемое регулируемое выходное напряжение. В случае синусоидального напряжения это означает, что преобразователь должен потреблять синусоидальный ток из сети для реализации этого требуется подходящий источник синусоидального опорного напряжения и основное назначение  – принуждать протекание тока настолько близко к идеальной форме, насколько это возможно. Наиболее популярная топология схем корректоров коэффициентов мощности это повышающая схема. Повышающая схема очень проста и позволяет мало искажать входные токи и обеспечивает практически  одинаковый коэффициент полезного действия при различных способах управления. Выходной конденсатор (емкостной фильтр) является эффективным хранителем энергии и поглощает входные пульсации мощности, пропуская маленькие пульсации выходного напряжения.

На датчик напряжения подается сигнал напряжения из нагрузки, который на элементе сравнения сопоставляется с сигналом напряжения задания. Далее через регулятор напряжения сигнал подается в систему управления, которая и регулирует работу ключей. Существует несколько способов управления работой ключей, к ним относятся: контроль амплитуды тока, контроль среднего тока, граничный контроль и контроль гистерезиса. В зависимости от конструктивного выполнения датчик напряжения, элемент сравнения и регулятор напряжения могут входить в состав системы управления.

3 ОПИСАНИЕ ПРИНЦИПИЛЬНОЙ СХЕМЫ СИЛОВОЙ ЧАСТИ

Широкое использование сложного радиоэлектронного оборудования предопределило необходимость совершенствования традиционных и поиск новых подходов к построению транзисторных источников и систем вторичного электропитания с бестрансформаторным входом. В качестве входного звена традиционных систем используются неуправляемые мостовые выпрямители с емкостным фильтром. Основным преимуществом последних, обусловившим их широкое применение, является высокое, близкое  к абсолютному, значение коэффициента полезного действия и хорошие массогабаритные показатели. Возросшие требования, предъявляемые к надежности функционирования радио электронной аппаратуры, вызвали необходимость разработки преобразователей переменного напряжения в постоянное, обеспечивающих высокое качество электроэнергии на входе. Такие устройства называют «выпрямителями с корректором коэффициента мощности или единичным коэффициентом мощности».

Идеальный корректор коэффициента мощности должен имитировать резистор со стороны питания, где поддерживается воображаемое регулируемое  выходное напряжение. В случае синусоидального напряжения это означает, что преобразователь должен потреблять синусоидальный ток из сети для реализации это требуется подходящий источник синусоидального опорного напряжения и основное назначение принуждать протекание тока настолько близко к идеальной форме, насколько это возможно реализовать.

Построение корректоров коэффициента мощности возможно на базе импульсных преобразователей  постоянного напряжения: повышающего, понижающего и инвертирующего. Также возможно построение трехфазного коэффициента мощности на базе однофазного, но в связи с этим возникают определенные недостатки. А именно: наблюдается избыток элементов в схеме, а также при соединении однофазных схем в трехфазную появляется нейтраль.

Использование коэффициентов мощности на базе импульсных преобразователей позволяет устранить эти недостатки.

Наиболее популярная топология в схемах корректоров коэффициента мощности это повышающая схема. Пример такой реализации показан на рисунке 4.1

          Рисунок 3.1 – Корректор коэффициента мощности на базе повышающего  

                                  импульсного преобразователя    

          Данная схема представляет собой трехфазный корректор коэффициента мощности, выполненный на базе импульсного преобразователя постоянного напряжения II рода (повышающий).

          Особенность данной схемы является то, что при таком исполнении возможен обмен энергией между преобразователем и сетью.

Принудительное формирование фазных токов (режим накопления и отдачи энергии) осуществляется под действием определенной комбинации линейных напряжений. При этом синхронно открываются  2,3,5 и 1,2,4 транзисторы. Токи из сети пропорционально протекает через индуктивности и транзисторы. При этом в индуктивностях L₁, L₂, L₃ накапливается энергия.

При переходе тока через нуль результирующее напряжение, определяющее режим накопления, составляет 0.5U_{л max}. Благодаря этому существует возможность ускорения режима накопления за счет этого уменьшения искажений формы кривой тока в окрестности нулевых значений и снижение максимальных значений тока на транзисторных ключах.

Тем не менее, существует необходимость контролирования амплитуды тока. Поэтому в схеме необходимо установить датчики тока, сигнал с которых будет подаваться в систему управления.

При достижении током определенных значений транзисторы закрываются. В цепи возникает противоэ.д.с. Противоэ.д.с.  совпадает по фазе с э.д.с. Они суммируются, в результате чего происходит отпирание диодов VD1, VD4, VD6. Энергия, накопленная в индуктивности через эти диоды сбрасывается в емкостной фильтр С7.

Во избежание перенапряжения на транзисторах необходимо предусмотреть снабберные цепи. Основное назначение устройств коммутационной защиты (снабберов) в разгрузке полупроводниковых приборов от коммутации мощности связанных с этим коммутационных потерь. Кроме того, устраняются или ослабляются другие негативные явления, связанные с коммутацией: коммутационные перенапряжения, радиопомехи и помехи системам управления.

Учебное пособие по коррекции коэффициента мощности

(pfc)

Коррекция коэффициента мощности — это метод, в котором используются конденсаторы для уменьшения составляющей реактивной мощности в цепи переменного тока с целью повышения ее эффективности и снижения тока.

При работе с цепями постоянного тока (DC) мощность, рассеиваемая подключенной нагрузкой, просто рассчитывается как произведение постоянного напряжения на постоянный ток, то есть V * I, выраженное в ваттах (Вт). Для фиксированной резистивной нагрузки ток пропорционален приложенному напряжению, поэтому электрическая мощность, рассеиваемая резистивной нагрузкой, будет линейной.Но в цепи переменного тока (AC) ситуация немного иная, поскольку реактивное сопротивление влияет на поведение цепи.

Для цепи переменного тока мощность, рассеиваемая в ваттах в любой момент времени, равна произведению вольт и ампер в тот же самый момент, это связано с тем, что переменное напряжение (и ток) синусоидальны, поэтому непрерывно изменяется по обеим величине. и направление во времени со скоростью, определяемой источником частотой .

В цепи постоянного тока средняя мощность равна просто V * I, но средняя мощность цепи переменного тока отличается от того же значения, поскольку многие нагрузки переменного тока имеют индуктивные элементы, такие как катушки, обмотки, трансформаторы и т. Д.где ток не совпадает по фазе с напряжением на несколько градусов, в результате чего фактическая рассеиваемая мощность в ваттах меньше, чем произведение напряжения и тока. Это связано с тем, что в цепях, содержащих как сопротивление, так и реактивное сопротивление, также необходимо учитывать фазовый угол (Θ) между ними.

В руководстве по синусоидальным сигналам мы видели, что фазовый угол (∠Θ) — это угол в электрических градусах, на который ток отстает от напряжения. Для чисто резистивной нагрузки напряжение и ток «синфазны», поскольку нет реактивного сопротивления.

Однако для цепи переменного тока, содержащей катушку индуктивности, катушку или соленоид или какой-либо другой вид индуктивной нагрузки, ее индуктивное реактивное сопротивление (X _L ) создает фазовый угол, при котором ток отстает от напряжения на 90 ^o . Следовательно, есть сопротивление (R) и индуктивное реактивное сопротивление (X _L ), оба даны в Ом, с комбинированным эффектом, называемым Импеданс . Таким образом, импеданс, представленный заглавной буквой Z, представляет собой результирующее значение, выраженное в Омах, из-за комбинированного влияния сопротивления цепи и реактивного сопротивления.

Рассмотрим последовательную схему RL ниже.

Цепь серии RL

Поскольку это последовательная цепь, ток должен быть общим как для резистора, так и для катушки индуктивности, чтобы напряжение на резисторе падало, V _R «синфазно» с последовательным током, в то время как падение напряжения на катушке индуктивности. , V _L «опережает» ток на 90 ^o (ELI). В результате падение напряжения на резисторе накладывается на вектор тока, потому что оба вектора синфазны, в то время как напряжение, возникающее на катушке индуктивности, тянется в вертикальном направлении из-за напряжения, опережающего ток, на 90 ^o .

Таким образом, векторная диаграмма, нарисованная для каждого компонента, будет иметь вектор тока в качестве эталона с двумя векторами напряжения, нанесенными на график относительно их положения, как показано.

Векторные диаграммы R и L.

Напряжение резистора V _R отложено по горизонтальной или «действительной оси», а напряжение индуктора V _L отложено по вертикальной или «мнимой оси». Чтобы найти результирующее напряжение V _S , возникающее в последовательно соединенной цепи, мы должны объединить вместе два отдельных вектора, используя ток в качестве эталона.Результирующее векторное напряжение можно легко найти с помощью теоремы Пифагора, поскольку комбинация V _R и V _L образует прямоугольный треугольник, как показано ниже.

Векторная диаграмма для цепи последовательного RL

Векторная сумма V _R и V _L дает нам не только амплитуду V _S из-за уравнения Пифагора: V2
S = V2
R + V2
L, но также и результирующий фазовый угол ( ∠Θ) между V _S и i, поэтому мы можем использовать любую из стандартных тригонометрических функций синуса, косинуса и тангенса, чтобы найти его.

Пример коррекции коэффициента мощности №1

Последовательная цепь RL состоит из сопротивления 15 Ом и индуктора с индуктивным реактивным сопротивлением 26 Ом. Если по цепи течет ток 5 ампер, рассчитайте:

1) напряжение питания.
2) фазовый угол между напряжением питания и током цепи.
3) Нарисуйте получившуюся векторную диаграмму.

1). Напряжение питания В _S

Мы можем дважды проверить этот ответ 150 В (среднеквадратичное значение), используя следующие импедансы цепи:

2).Фазовый угол Θ при использовании функций триганометрии составляет:

3). Результирующая векторная диаграмма, показывающая V _S

Расчетное падение напряжения на резисторе (действительный компонент) составляло 75 вольт, в то время как напряжение, генерируемое на катушке индуктивности (воображаемый компонент), составляло 130 вольт. Очевидно, что сумма 75 вольт плюс 130 вольт дает 205 вольт, что намного больше, чем рассчитанные 150 вольт. Это связано с тем, что значение 150 В представляет собой векторную сумму.Зная отдельные падения напряжения и импедансы, мы можем преобразовать эти значения в значения, которые представляют потребляемую мощность, действительную или мнимую в цепи.

Питание в цепи серии RL

В цепи, содержащей реактивное сопротивление, ток i будет либо опережать, либо отставать от напряжения на некоторую величину в зависимости от того, является ли реактивное сопротивление емкостным или индуктивным. Мощность, потребляемая резистором в ваттах, называется «реальной мощностью», поэтому ей присваивается символ « P » (или Вт ).Ватты также можно рассчитать как I ² R, где R — полное сопротивление цепи. Однако, чтобы рассчитать значение активной мощности в терминах действующего напряжения и среднеквадратичного значения тока (V _rms * I _rms ), мы также должны умножить эти значения на косинус фазового угла, cosΘ, что даст:

Активная мощность, P = V * I cos (Θ)

Поскольку, как мы видели выше, напряжение и ток «синфазны» для сопротивления, фазовый угол, следовательно, равен нулю (0), что дает нам cos (Θ) = 1.Таким образом, умножение V * I * 1 даст нам то же значение реальной мощности, что и при использовании I ² R. Тогда, используя приведенный выше пример катушки, мощность, рассеиваемая резистором 15 Ом, составляет:

P _R = I ² R = 5 ² x 15 = 375 Вт

, что означает:

P _R = V _R * I cos (Θ) = 75 x 5 x cos (Θ) = 375 Вт

Когда напряжение и ток «не совпадают по фазе» друг с другом из-за того, что цепь содержит реактивное сопротивление, произведение V * I называется «кажущейся мощностью» с учетом единиц вольт-ампер (ВА) вместо ватт. .Вольт-амперы обозначены символом « S ». Для чисто индуктивной цепи ток отстает от напряжения на 90 ^o , поэтому реактивная мощность для индуктивной нагрузки определяется как: V * I cos (+90 ^o ), что становится: V * I * 0. Очевидно, что мощность, потребляемая индуктивностью, отсутствует, поэтому потери мощности отсутствуют, поэтому P _L = 0 Вт. Однако, чтобы показать, что эта безответная мощность существует в цепи переменного тока, она называется вольт-амперно-реактивной (ВАР) и обозначается символом « Q ».Таким образом, для обозначения вольт-амперной реактивной или просто «реактивной мощности» для индуктивной цепи используется обозначение Q _L .

Аналогично, для чисто емкостной цепи ток опережает напряжение на 90 ^o , реактивная мощность для емкостной нагрузки задается как: V * I cos (-90 ^o ), которая снова становится: V * I * 0 . Очевидно, что тогда и, как и раньше, мощность, потребляемая емкостью, отсутствует, поэтому потери мощности отсутствуют, поскольку P _C = 0 Вт. Таким образом, чтобы показать, что эта безватная мощность существует в емкостной цепи, она называется вольт-амперной реактивной емкостной и обозначается символом Q _C .Обратите внимание, что реактивная мощность емкости определяется как отрицательная, в результате получается -Q _C .

Итак, снова используя наш пример, приведенный выше, реактивная мощность, поступающая в катушку индуктивности и выходящая из нее со скоростью, определяемой частотой, задается как:

Q _L = I ² X _L = 5 ² x 26 = 650 ВАР

Поскольку существует разность фаз 90 ^o между формами волны напряжения и тока в чистом реактивном сопротивлении (индуктивном или емкостном), мы умножаем V * I на sin (), чтобы получить вертикальную составляющую, которая составляет 90 ^o out -офазный.Однако синус угла (sin 90 ^o ) дает результат как «1», поэтому мы можем найти реактивную мощность, просто умножив среднеквадратичные значения напряжения и тока, как показано.

Q _L = I ² X _L = V * I * sin (Θ) = 130 * 5 * sin (90 ^o ) = 130 * 5 * 1 = 650 VAR

Затем мы можем видеть, что вольт-амперная реактивная часть или VAR имеет величину (такую ​​же, как и для реальной мощности), но не связанный с ней фазовый угол.То есть реактивная мощность всегда находится на вертикальной оси 90, ^o . Итак, если мы это знаем:

P _R = I ² R = 375 Вт

и

Q _L = I ² X _L = 650 ВАР (инд.)

, мы можем построить треугольник мощности, чтобы показать взаимосвязь между P, Q и S, как показано.

Индуктивный треугольник мощности

Треугольник емкостной мощности

Мы снова можем использовать предыдущую теорему Пифагора и тригонометрические функции синуса, косинуса и тангенса, чтобы определить степенной треугольник.

Уравнения степенного треугольника

Пример коррекции коэффициента мощности №2

Катушка

A имеет сопротивление 10 Ом и индуктивность 46 мГн. Если он потребляет ток 5 ампер при подключении к источнику 100 В среднеквадратического значения, 60 Гц, рассчитайте:

1) напряжения на компонентах.
2) фазовый угол цепи.
3) различные мощности, потребляемые последовательной цепью RL.

Сначала найдите импедансы

1).Напряжения на резисторе _R В и индуктивности В _L

2). Фазовый угол схемы

3). Схема силовая

Мы можем подтвердить, что схема потребляет 500 ВА комплексной мощности от источника питания, как S = I ² Z, поэтому 5 ² x 20 = 500 ВА и построение треугольника мощности также подтвердит это как правильное.

Однако эта комплексная или полная мощность , потребляемая последовательной цепью RL, велика, потому что фазовый угол (Θ), на который напряжение опережает ток (ELI), также велик, что приводит к низкому коэффициенту мощности, равному 0.5 (cos60 ^o ) отстает. Таким образом, нам нужно отменить часть этой индуктивной реактивной мощности, потребляемой (433 ВАр) катушкой, используемой для поддержания магнитного поля катушек, добавив к ней еще немного реактивного сопротивления, но противоположного типа к цепи.

Стоит ли беспокоиться о низком коэффициенте мощности катушек. Ну да, поскольку коэффициент мощности — это отношение реальной мощности катушки к ее полной мощности (ватты / вольт-амперы), он дает представление о том, насколько эффективно используется подаваемая электрическая мощность.Таким образом, низкий коэффициент мощности означает, что подаваемая электрическая мощность не используется полностью, как в приведенном выше примере катушки, при коэффициенте мощности 50% (Вт / ВА = 250/500) требуется 500 ВА для выработки всего 250 Вт реальной мощности.

Если катушка имеет положительное индуктивное сопротивление, то мы должны добавить некоторое отрицательное емкостное реактивное сопротивление, чтобы нейтрализовать его и улучшить общее значение коэффициента мощности катушек. Добавление конденсаторов для уменьшения фазового угла цепи и потребляемой реактивной мощности обозначается как коррекция коэффициента мощности , что позволяет нам снизить коэффициент мощности схемы примерно до 1 единицы.

Коррекция коэффициента мощности

Коррекция коэффициента мощности улучшает фазовый угол между напряжением питания и током, в то время как реальная потребляемая мощность в ваттах остается неизменной, потому что, как мы видели, чистое реактивное сопротивление не потребляет никакой реальной мощности. Добавление импеданса в виде емкостного реактивного сопротивления параллельно указанной выше катушке уменьшит и, таким образом, увеличит коэффициент мощности, что, в свою очередь, снизит среднеквадратичный ток цепи, потребляемый от источника питания.

Коэффициент мощности цепи переменного тока может варьироваться от 0 до 1 в зависимости от силы индуктивной нагрузки, но в действительности он никогда не может быть меньше примерно 0.2 для самых тяжелых индуктивных нагрузок. Как мы видели выше, коэффициент мощности менее 1 означает, что существует потребляемая реактивная мощность, которая увеличивается по мере приближения к 0 (полностью индуктивному). Очевидно, что коэффициент мощности ровно «1» означает, что схема потребляет нулевую реактивную мощность (полностью резистивную), что приводит к углу коэффициента мощности 0 ^o . Это называется «единичным коэффициентом мощности».

Добавление конденсатора параллельно катушке не только уменьшит эту нежелательную реактивную мощность, но также уменьшит общую величину тока, потребляемого от источника питания.Теоретически конденсаторы могут обеспечивать 100% компенсированной реактивной мощности, необходимой в цепи, но на практике обычно достаточно коррекции коэффициента мощности от 95% до 98% (от 0,95 до 0,98). Итак, используя нашу катушку из примера №2 выше, какое значение конденсатора требуется для увеличения коэффициента мощности с 0,5 до 0,95.

Коэффициент мощности 0,95 равен фазовому углу: cos (0,95) = 18,2 ^o , таким образом, требуемая величина VAR составляет:

Следовательно, для фазового угла 18.2 ^o нам нужно значение реактивной мощности 82,2 ВАр. Если исходное нескорректированное значение VAR было 433VAR, а новое рассчитанное значение — 82,2VAR, нам нужно уменьшение на 433–82,2 = 350,8 VAR (емкостное). Следовательно:

Конденсатор, необходимый для снижения реактивной мощности до 82,2 ВАр, должен иметь емкостное реактивное сопротивление 28,5 Ом при номинальной частоте питания. Следовательно, емкость конденсатора рассчитывается как:

Итак, чтобы улучшить коэффициент мощности катушки в примере №2 с 0.От 5 до 0,95 требуется подключенный параллельно конденсатор емкостью 93 мкФ. Используя приведенные выше значения, мы можем теперь рассчитать количество реальной мощности, подаваемой источником после применения коррекции коэффициента мощности.

Новое значение вольт-ампер

Мы также можем построить треугольник мощности, чтобы показать значения VA (S) и VAR (Q) до и после, как показано.

Треугольник силы

Если полная мощность цепей была снижена с 500 ВА до 263 ВА, мы можем рассчитать действующее значение подаваемого тока как:

S = V * I, следовательно: I = S / V = ​​263/100 = 2.63 Ампер

Таким образом, простое подключение конденсатора к катушке не только улучшает ее общий коэффициент мощности с 0,5 до 0,95, но и снижает ток питания с 5 до 2,63 ампер, то есть примерно на 47%. Итоговая схема будет выглядеть так.

Цепь окончательной коррекции коэффициента мощности

При желании вы можете увеличить емкость конденсатора с расчетного значения 93 мкФ для нашего простого примера до максимального значения 114.8 мкФ, улучшая коэффициент мощности с требуемых 0,95 до 1,0 (единица). На самом деле для этого примера будет достаточно одного стандартного неполяризованного конденсатора емкостью 100 мкФ.

В этом руководстве мы видели, что запаздывающий коэффициент мощности из-за индуктивной нагрузки увеличивает потери мощности в цепи переменного тока. Добавляя подходящую емкостную реактивную составляющую в виде конденсатора параллельно индуктивной нагрузке, мы можем уменьшить разность фаз между напряжением и током.

Это приводит к уменьшению коэффициента мощности схемы, то есть отношения активной мощности к полной мощности, а также к повышению качества мощности схемы и уменьшению количества требуемого тока источника.Этот метод называется «Коррекция коэффициента мощности».

Что такое коррекция коэффициента мощности (PFC)?

Что такое коррекция коэффициента мощности?

Коррекция коэффициента мощности — это метод увеличения коэффициента мощности источника питания. Импульсные источники питания без коррекции коэффициента мощности потребляют ток короткими импульсами большой величины.Эти импульсы можно сгладить, используя активные или пассивные методы. Это снижает входной среднеквадратичный ток и полную входную мощность, тем самым увеличивая коэффициент мощности.

Коррекция коэффициента мощности формирует входной ток, чтобы максимизировать реальную мощность от источника переменного тока. В идеале электрическое оборудование должно иметь нагрузку, имитирующую чистый резистор, а это означает, что реактивная мощность будет равна нулю. И формы волны тока и напряжения будут одной и той же синусоидальной волной и синфазны друг с другом.Однако из-за реактивных компонентов в большинстве цепей всегда есть отставание по мощности, что приводит к более низким коэффициентам мощности.

В идеальной системе вся мощность, потребляемая от сети переменного тока, используется для выполнения полезной работы. Это возможно только тогда, когда ток находится в фазе с напряжением. Когда фаза между ними меняется, часть энергии из розетки переменного тока не выполняет полезную работу и теряется.

Таким образом, энергогенерирующая компания должна производить больше энергии, чтобы удовлетворить спрос на полезную и потерянную энергию.Это означает больше капитальных вложений в генерацию, передачу, распределение и контроль. Затраты перекладываются на потребителя в дополнение к глобальному потеплению.

Коррекция коэффициента мощности пытается подтолкнуть коэффициент мощности электрической системы, такой как источник питания, к 1, и даже если он не достигает этого значения, он приближается к 0,95, что является приемлемым для большинства приложений.

Методы коррекции коэффициента мощности

Существует два распространенных типа коррекции коэффициента мощности для источников питания; пассивный PFC и активный PFC.

Пассивная коррекция коэффициента мощности

Используется для небольших источников питания мощностью около 100 Вт или меньше. В методе коррекции используется фильтр гармоник нижних частот на входе переменного тока с конденсатором и катушкой индуктивности, образующими последовательный резонансный контур. Компоненты могут быть довольно небольшими, обеспечивая при этом недорогую и эффективную коррекцию коэффициента мощности.

Рисунок 1: Кредит изображения пассивного PFC

Пассивные корректоры коэффициента мощности просты, прочны и надежны для снижения энергопотребления.Кроме того, они не создают электромагнитных помех. Однако они большие и тяжелые из-за индуктора.

Преимущества

• Недорого
• Эффективный
• Простая конструкция

Недостатки

• Тяжелые и большие
• Нет регулирования напряжения
• Ограниченный диапазон входных напряжений

Активная коррекция коэффициента мощности

Активные методы коррекции коэффициента мощности предпочтительны для источников питания мощностью более 100 Вт.Этот метод обеспечивает более эффективную коррекцию, он легче и менее объемен.

Базовая активная схема коррекции коэффициента мощности состоит из схемы управления, которая измеряет входное напряжение и ток, а затем регулирует время переключения и рабочий цикл, чтобы гарантировать, что входное напряжение и ток совпадают по фазе. Это обеспечивает автоматическую коррекцию входного переменного напряжения, в результате чего теоретический коэффициент мощности превышает 0,95. В отличие от пассивного PFC, активный PFC работает в широком диапазоне входных напряжений.Однако для этого требуются дополнительные компоненты, что делает его более сложным и дорогим.

Рисунок 2: Кредит изображения базовой активной схемы PFC

Преимущества активного PFC

• Достигает коэффициента мощности 0,95 или выше
• Маленький и легкий
• Широкий диапазон входного напряжения и частоты переменного тока (87-266 В и 47-63 Гц).
• Более гибкий
• Большой контроль

Недостатки

• Комплекс
• Более высокая стоимость
• Требуется дополнительная фильтрация из-за высоких частот, которые могут попасть в линию
• Компоненты рассчитаны на более высокое напряжение по сравнению с пассивным PFC.

Преимущества PFC

При коэффициенте мощности, равном 1 или максимально близком к нему, потери меньше, и вся генерируемая мощность используется эффективно.

• Технические преимущества: Повышенная эффективность и снижение энергопотребления, следовательно, снижение нагрузки на коммутационные устройства и кабели, снижение затрат для потребителя и поддержка большей нагрузки.
• Коммерческие выгоды: Снижение системных потерь и капитальных затрат для генерирующей компании.Кроме того, есть экономия на расходах на электроэнергию, так как нет платы за превышение реактивной мощности. Еще одно преимущество заключается в том, что оборудование и системы передачи и распределения работают меньше и служат дольше.
• Экологические преимущества: снижение выбросов CO2.

Продукты с PFC

Серия источников питания с PFC с одним выходом, 100 Вт

Введение в конденсаторные схемы коррекции коэффициента мощности — Блог о пассивных компонентах

Источник: блог Capacitor Faks

Часть мощности переменного тока, потребляемой индуктивными нагрузками, используется для поддержания инверсии магнитного поля из-за фазового сдвига между током и напряжением.Эту энергию можно рассматривать как потерянную энергию, поскольку она не используется для выполнения полезной работы. Цепи коррекции коэффициента мощности используются для минимизации реактивной мощности и повышения эффективности, с которой индуктивные нагрузки потребляют мощность переменного тока. Конденсаторы являются важными компонентами в схемах компенсации коэффициента мощности, и в этой статье будут рассмотрены некоторые конструктивные особенности при использовании этих компонентов для коррекции коэффициента мощности.

Реактивная мощность при индуктивных нагрузках

Индуктивные нагрузки, такие как дроссели, двигатели, оборудование для индукционного нагрева, генераторы, трансформаторы и оборудование для дуговой сварки, создают электрическую задержку, которую обычно называют индуктивностью.Эта индуктивность вызывает разность фаз между током и напряжением. На рисунке 1 показаны формы сигналов тока и напряжения для нагрузки с нулевым запаздыванием (чисто резистивная нагрузка).

Рисунок 1 Напряжение и ток для идеальной нагрузки

В результате фазового сдвига из-за индуктивности бывают моменты, когда ток и напряжение имеют разные знаки. В это время генерируется отрицательная энергия, которая возвращается в сеть электроснабжения. Когда два возвращают одинаковый знак, для генерации магнитных полей требуется аналогичное количество энергии.Энергия, которая теряется из-за перемагничивания в индуктивных нагрузках, обычно называется реактивной мощностью.

Индуктивные нагрузки переменного тока подразделяются на линейные и нелинейные устройства. Для линейных нагрузок форма сигнала тока и форма сигнала напряжения имеют совпадающие синусоидальные профили. На рисунке 2 показаны кривые тока и напряжения для типичной линейной нагрузки. С другой стороны, поскольку нелинейные нагрузки потребляют ток на разных частотах, формы сигналов тока и напряжения различаются.Для большинства нелинейных нагрузок форма сигнала тока обычно несинусоидальная. На рис. 3 показаны кривые тока и напряжения для нелинейной нагрузки.

Рисунок 2 Напряжение и ток для линейной нагрузки

Рисунок 3 Напряжение и ток для нелинейной нагрузки

Некоторые примеры линейных электрических нагрузок включают нагревательное оборудование, двигатели и лампы накаливания. К нелинейным устройствам относятся частотно-регулируемые приводы, приводы постоянного тока, программируемые контроллеры, осветительные устройства дугового типа, индукционные печи, источники бесперебойного питания и персональные компьютеры.Известно, что нелинейные электрические нагрузки являются основной причиной гармонических искажений в системах распределения электроэнергии.

Коэффициент мощности

Эффективность, с которой электрические устройства или установки потребляют мощность переменного тока, различается. Некоторые нагрузки используют энергию эффективно, в то время как другие тратят значительную часть потребляемой мощности. Коэффициент мощности используется для описания эффективности, с которой нагрузки потребляют мощность переменного тока. Эта безразмерная величина находится в диапазоне от 0 до 1.

Как показано на рис. 4 и рис. 5 , общая мощность переменного тока, также известная как полная мощность, потребляемая электрическим устройством или оборудованием, зависит от двух компонентов: полезной мощности (активной мощности) и реактивной мощности. Под полезной мощностью понимается мощность, необходимая устройству для выполнения задачи. С другой стороны, реактивная мощность не дает полезной работы. Полезная мощность обычно измеряется в кВт, а реактивная мощность — в кВАр.

Рисунок 4 и 5, активная и реактивная мощности диаграммы полной полной мощности

Как показано в уравнении 1 , коэффициент мощности равен отношению активной мощности (полезной мощности) к общей мощности (полной мощности), потребляемой электрическим устройством или оборудованием.Математически можно показать, что коэффициент мощности равен косинусу угла θ ( Уравнение 2 ). Чем ближе это соотношение к 1,0, тем выше эффективность устройства или оборудования.

Для идеальной электрической нагрузки коэффициент мощности равен 1,0 (единичный коэффициент мощности). Это означает, что вся мощность, потребляемая нагрузкой, используется для выполнения полезной работы. Однако при реальной электрической нагрузке этого добиться сложно. Импеданс для нагрузки, представленной , рис. 5, определяется уравнением 3, где XL — индуктивное реактивное сопротивление, которое определяется уравнением , уравнением 4 .

Почему электрической нагрузке трудно достичь единичного коэффициента мощности? Большинству электрических нагрузок присущи реактивные свойства, которые затрудняют достижение идеального коэффициента мощности. Чтобы преодолеть это ограничение, в сеть добавляются схемы коррекции коэффициента мощности для компенсации реактивных характеристик нагрузки.

Коррекция коэффициента мощности (компенсация)

Электрические нагрузки с низким коэффициентом мощности потребляют больше энергии, чем необходимо для выполнения задачи.Это может привести к значительным потерям мощности в сети и высоким потерям в трансформаторе. Такое увеличение потребления энергии увеличивает стоимость работающего оборудования или установок. Низкие коэффициенты мощности также вызывают повышенные падения напряжения в распределительной сети. Поставщики электроэнергии обычно наказывают отрасли, коэффициент мощности которых ниже установленного значения.

Поставщики электроэнергии побуждают промышленных потребителей повышать коэффициент мощности по разным причинам. Во-первых, повышение коэффициента мощности может помочь значительно сократить расходы на электроэнергию.Во-вторых, высокий коэффициент мощности помогает минимизировать потери КПД в трансформаторах потребителя. В-третьих, добавление системы коррекции коэффициента мощности помогает увеличить эффективную мощность электрической сети потребителя. Наконец, высокий коэффициент мощности способствует увеличению срока службы электрооборудования.

Сеть компенсации коэффициента мощности снижает мощность, потребляемую нагрузкой, тем самым улучшая общий коэффициент мощности. Компенсационная сеть позволяет электрическим нагрузкам достигать хорошего коэффициента мощности, обычно от 0.95 и 0,98. Коэффициент мощности 0,85 и ниже обычно рассматривается коммунальными предприятиями как плохой коэффициент мощности.

Цепи конденсаторной коррекции коэффициента мощности

Существуют различные методы повышения коэффициента мощности нагрузки или установки. Один из часто используемых методов включает добавление в сеть конденсаторов для коррекции коэффициента мощности. На рисунке 6 показана простая схема, состоящая из источника переменного тока и индуктивной нагрузки.

Рисунок 6 и 7 индуктивная нагрузка с конденсатором коррекции коэффициента мощности и без него

Как конденсатор помогает улучшить коэффициент мощности? В цепи переменного тока реверсирование магнитного поля из-за разности фаз между током и напряжением происходит 50 или 60 раз в секунду.Конденсатор помогает улучшить коэффициент мощности, освобождая линию питания от реактивной мощности. Конденсатор достигает этого за счет накопления энергии обратного магнитного поля.

На рисунке 7 показана индуктивная нагрузка с конденсатором коррекции коэффициента мощности. На рисунке 8 выше показано улучшение коэффициента мощности при добавлении конденсатора в схему. Импеданс для цепи с конденсатором компенсации коэффициента мощности определяется уравнением , уравнение 5, , где XC — емкостное реактивное сопротивление, которое определяется уравнением , уравнением 6, .

В большинстве отраслей для компенсации реактивной мощности устанавливается система конденсаторов, управляемая контроллером коррекции коэффициента мощности. При проектировании системы коррекции коэффициента мощности важно избегать увеличения емкости сети. Добавление избыточной емкости к цепи может привести к чрезмерной коррекции, как показано на Рис. 9.

Полупроводниковые приборы также широко используются для коррекции коэффициента мощности. Использование полупроводниковых устройств в цепи для улучшения коэффициента мощности обычно называется активной компенсацией.Синхронные машины с перевозбуждением также обычно используются для улучшения коэффициента мощности сети.

Заключение

Индуктивные нагрузки, такие как трансформаторы, генераторы, двигатели, дроссели и оборудование для дуговой сварки, создают электрическую задержку, в результате чего ток и напряжение имеют разные знаки. Энергия, необходимая для поддержания разворота магнитного поля в индуктивных нагрузках, называется реактивной мощностью. Снижение реактивной мощности за счет повышения коэффициента мощности нагрузки переменного тока помогает минимизировать общие затраты на работу индуктивных нагрузок.Конденсаторы обычно используются в промышленности для повышения коэффициента мощности и минимизации потерь энергии.

предоставленное изображение: Hydra

оригинальная статья, которая впервые появилась на Capacitor Faks здесь, была отредактирована по объему и содержанию EPCI

Руководство по проектированию

для схемы коррекции коэффициента мощности (PFC) с использованием конденсатора и термистора NTC

ЦЕЛЬ

Ametherm Ограничители пускового тока сегодня используются во многих приложениях, которые требуют подавления импульсного тока при первом подаче питания в систему.Одно из популярных применений ограничителей пускового тока Ametherm — схемы коррекции коэффициента мощности. В этой статье предлагается решение для поиска правильной схемы коррекции коэффициента мощности (PFC) для индуктивной нагрузки. Это решение подходит для приложений, которые включают балласты, драйверы светодиодов и HVAC.

Фон

Коэффициент мощности (PF) описывает характеристики цепей переменного тока в люминесцентных лампах, приборах, трансформаторах, реле и двигателях.Это соотношение между мощностью, которая выполняет фактическую работу, и мощностью, подаваемой на оборудование. Это безразмерный объект, значение которого теоретически колеблется от 0 до 1. Практическое значение коэффициента мощности в реальном мире колеблется от 0,65 до 1. Когда его значение меньше 1, требуется дополнительная мощность для работы электрических цепей. такие компоненты, как трансформаторы, асинхронные двигатели или разрядное освещение высокой интенсивности.

С математической точки зрения, PF или Cos (α) = истинная мощность в Вт / полная мощность — среднеквадратичное напряжение x среднеквадратичный ток (измеренный), или X _R / Z, где угол α обозначает фазовый угол между напряжением и током. форма волны.

Полная мощность (в вольт-амперах (ВА)) означает величину, в которой напряжение умножается на ток. Однако реальная мощность измеряется с помощью ваттметра.

Как показано на Рис. 1 ниже, Z является векторным сложением X _R (реактивная мощность или активная мощность) и X _L (индуктивная мощность или полная мощность).

Рисунок 1: Z — векторное сложение XR и XL

Рисунок 2 показывает, как большие индуктивные нагрузки (требующие большой реактивной мощности) приводят к большему углу α (измеренному между X _R и Z).Это означает, что большие индуктивные нагрузки приводят к меньшему количественному значению коэффициента мощности.

Рисунок 2: Cos α для b) имеет меньшее значение, чем Cos α для a)

ПРИМЕЧАНИЕ:

Большая часть построенного сегодня оборудования имеет индуктивную нагрузку , в отличие от резистивной нагрузки . Когда это происходит, напряжение и ток становятся не в фазе из-за сопротивления. Произведение напряжения и тока называется полной мощностью. Обычно это выражается в ВА, а не в ваттах, поскольку ватты зарезервированы для реальной мощности.

Реальную мощность можно рассматривать как резистивную мощность, которая рассеивается в виде тепла. Реактивное сопротивление индуктивной нагрузки не рассеивает мощность, а накапливает энергию в электрическом или магнитном поле.

В качестве альтернативы, коэффициент мощности — это отношение реальной мощности к полной мощности.

Теория уменьшения индуктивной нагрузки с помощью конденсатора

Когда в электрической цепи присутствуют и индуктивность, и емкость, X _L и X _C складываются или вычитаются алгебраически, потому что они смещены по фазе на 180º.Векторный треугольник или векторный треугольник выглядит так, как показано ниже:

Описание проблемы

Следующая схема демонстрирует типичное поведение индуктивной цепи , где индуктивная составляющая тока отстает от напряжения в основной линии.

Рисунки 3 и 4: Индуктивная составляющая тока отстает от напряжения в основной линии

Первым шагом является определение коэффициента мощности для вышеуказанной схемы, который рассчитывается с использованием векторной диаграммы, как показано на рис. 5 .

Решение

Цепь коррекции коэффициента мощности (PFC) способна исправить этот плохой PF.

Чтобы исправить это условие, к индуктивной нагрузке добавлен параллельный конденсатор . Это показано на рис. 6 , а результирующая векторная диаграмма показана на рис. 7 . Емкостной ток пытается опередить напряжение на 90º и нейтрализует запаздывающий индуктивный ток, который составляет около 43,30º.

Рисунок 6: Параллельный конденсатор добавлен к индуктивной нагрузке

Рисунок 7: Фазорная диаграмма

Рисунок 8: Термистор NTC добавлен для ограничения пускового тока

Затем включение конденсатора будет действовать как короткое замыкание и вызвать сильный пусковой ток.Лучший способ ограничить пусковой ток — это установить термистор NTC, как показано на , рис. 8, . Обратите внимание, что этот термистор NTC должен выдерживать постоянный ток 2,02 А.

Рассмотрим целевое (расчетное) значение PF для контура PFC 0,8

Рисунок 9: Ток в фазе с напряжением

Энергия, необходимая для блокировки пускового тока без саморазрушения, составляет E = ½ C V ²

= ½ (2.77 x 1,414 В) ² (165 / 1,000,000) = 12,70 Дж.

Ametherm предлагает ряд термисторов. Чтобы справиться с этим пусковым током, лучший выбор:

Тип термистора: SL10 10003 (см. Приложение A)

Файл UL: E209153

Файл CSA: CA110863

Рассчитан на 277 В переменного тока и 3,0 A

Спасибо за чтение! У тебя есть вопросы? Спросите инженера.

Основы проектирования источников питания

: активная коррекция коэффициента мощности

Вот заключение нашей серии статей «Основы проектирования источников питания»! Сначала мы представили концепцию коэффициента мощности, а затем обсудили коррекцию коэффициента мощности (PFC) и способы реализации пассивной PFC.Здесь мы углубимся в активную коррекцию коэффициента мощности и когда вы захотите ее использовать.

Для любой конструкции блока питания мощностью более 100 Вт предпочтительным типом коррекции коэффициента мощности является активная коррекция коэффициента мощности (Active PFC), поскольку она обеспечивает более легкое и эффективное управление коэффициентом мощности. Активный PFC состоит из импульсного регулятора, работающего на высокой частоте коммутации, способного генерировать теоретический коэффициент мощности более 95%. Активная коррекция коэффициента мощности автоматически корректирует входное напряжение переменного тока и поддерживает широкий диапазон входных напряжений.Одним из недостатков Active PFC является дополнительная стоимость, связанная с дополнительной сложностью, необходимой для его реализации.

Схема активной коррекции мощности

На приведенной ниже схеме показаны основные элементы схемы активной коррекции коэффициента мощности. Схема управления измеряет как входное напряжение (контакт 2 на контроллере), так и ток (RS и контакты 3 и 11 на контроллере) и регулирует время переключения и рабочий цикл, чтобы представить синфазное напряжение и токовую нагрузку на Вход.

Базовая активная схема PFC

Активный PFC, показанный выше, имеет форму повышающего регулятора, и в результате напряжение, появляющееся на нагрузке (R1), должно быть больше, чем максимальное значение пикового напряжения, появляющегося на входе. . Обычно напряжение постоянного тока устанавливается на 10–20 В выше ожидаемого максимального пикового входного напряжения. При разработке универсального входного источника питания (87–266 В среднеквадратического значения при 47–63 Гц) выходное напряжение постоянного тока от PFC на входе преобразователя постоянного тока будет установлено на уровне 386–396 В.

Используя активную схему коррекции коэффициента мощности, можно обеспечить любое входное напряжение 87 266 В (среднеквадратичное значение) и относительно легко достичь коэффициента мощности 0,98.

Регулятор повышения PFC

Ниже представлена ​​базовая блок-схема регулятора повышения PFC. В отличие от стандартного входа источника питания, здесь нет удерживающего конденсатора непосредственно через мостовой выпрямитель, поэтому не возникает больших пусковых или переходных токов, когда входное напряжение поднимается выше напряжения на конденсаторе. PFC работает, индуцируя ток в катушке индуктивности (L1, см. Рисунок 1 выше) и заставляя ток отслеживать входное напряжение.

Блок-схема PFC

Схема управления определяет как входное напряжение, так и ток, протекающий по цепи. Контролируя время включения в переключателе (Q1), который помещает L1 на выход выпрямителя, ток в катушке увеличивается по мере увеличения входного напряжения. Переключатель периодически выключается, и напряжение на конце стока повышается до тех пор, пока ток в катушке индуктивности не достигнет уровня заряда. Обычно этот уровень устанавливается на несколько вольт выше, чем пиковое выходное напряжение мостового выпрямителя.Для правильной работы регулятора выходное напряжение повышающего регулятора должно быть выше входного напряжения.

Также измеряется выходное напряжение постоянного тока повышающего регулятора, и цикл заряда-разряда на катушке индуктивности регулируется для поддержания постоянного выходного напряжения. Существует требование, чтобы частота переключения повышающего преобразователя была намного выше, чем частота сети, обычно эти преобразователи переключаются с частотой от 20 кГц до 100 кГц. Более высокая частота позволяет использовать небольшую катушку индуктивности.Для сравнения, индуктор в пассивном PFC, описанном ранее, должен находиться в диапазоне 150–300 мГн, тогда как индуктор, необходимый в активном PFC, имеет порядок 10–30 мкГн. Разница составляет целых четыре порядка. Это позволяет использовать физически небольшие и легкие детали с низкими потерями.

Преимущества и недостатки

Основные преимущества активного PFC:

• Коэффициент мощности ≥ 0,95
• Постоянное промежуточное напряжение для управления преобразователем постоянного тока в постоянный, упрощает требования и усложняет преобразователь постоянного тока.
• Маленькие, легкие индуктивные компоненты.
• Широкий диапазон входных напряжений, может работать с 87 В — 266 В, 47 Гц — 63 Гц без переключения
• Большая гибкость и управляемость

Основными недостатками активного PFC являются:

• Более высокая общая стоимость и сложность
• Требуется лучшая фильтрация
• Компоненты с более высоким напряжением, чем требуется для пассивного PFC

КОРРЕКЦИЯ КОЭФФИЦИЕНТА МОЩНОСТИ — Applied Industrial Electricity

Рассмотрим схему для однофазной системы питания переменного тока, в которой источник переменного напряжения 120 В, 60 Гц подает питание на резистивную нагрузку: (рисунок ниже)

Источник переменного тока управляет чисто резистивной нагрузкой.

[латекс] Z = 60 + j0 \ Omega \ textbf {или} 60 \ Omega \ angle \ text {0 °} [/ латекс]

[латекс] \ begin {align} I & = \ frac {E} {Z} \\ & = \ frac {120V} {60Ω} \\ & = \ mathbf {2A} \ end {align} [/ latex]

В этом примере ток нагрузки будет 2 ампера, среднеквадратичное значение. Мощность, рассеиваемая на нагрузке, составит 240 Вт. Поскольку эта нагрузка является чисто резистивной (без реактивного сопротивления), ток находится в фазе с напряжением, и расчеты выглядят аналогично расчетам в эквивалентной цепи постоянного тока.Если бы мы построили кривые напряжения, тока и мощности для этой схемы, это выглядело бы так, как показано на рисунке ниже.

Рисунок 7.1 Ток синфазен с напряжением в резистивной цепи.

Обратите внимание, что форма сигнала мощности всегда положительная, а не отрицательная для этой резистивной цепи. Это означает, что мощность всегда рассеивается резистивной нагрузкой и никогда не возвращается к источнику, как это происходит с реактивными нагрузками. Если бы источником был механический генератор, для поворота вала потребовалось бы 240 Вт механической энергии (около 1/3 лошадиных сил).

Также обратите внимание, что форма сигнала мощности не соответствует частоте напряжения или тока! Скорее, его частота составляет удвоить частоты сигнала напряжения или тока. Эта другая частота запрещает выражение мощности в цепи переменного тока с использованием тех же сложных (прямоугольных или полярных) обозначений, которые используются для напряжения, тока и импеданса, потому что эта форма математического символизма подразумевает неизменные фазовые отношения. Когда частоты не совпадают, фазовые отношения постоянно меняются.

Как ни странно это может показаться, лучший способ продолжить расчеты мощности переменного тока — это использовать скалярную нотацию и обрабатывать любые соответствующие фазовые отношения с помощью тригонометрии.

Цепь переменного тока с чисто реактивной нагрузкой

Для сравнения рассмотрим простую цепь переменного тока с чисто реактивной нагрузкой на рисунке ниже.

Цепь переменного тока с чисто реактивной (индуктивной) нагрузкой.

[латекс] X_L = 60,319 \ Omega [/ латекс]

[латекс] Z = 0 + j60.319 \ Omega \ text {или} 60,319 Ом \ angle \ text {90 °} [/ латекс]

[латекс] \ begin {align} I & = \ frac {E} {Z} \\ & = \ frac {120V} {60.319 \ Omega} \\ & \ mathbf {= 1.989A} \ end {align} [ / латекс]

Рисунок 7.2 Мощность не рассеивается в чисто реактивной нагрузке. Хотя он попеременно поглощается источником и возвращается обратно.

Обратите внимание, что мощность одинаково чередуется между положительными и отрицательными циклами. (Рисунок выше) Это означает, что мощность поочередно поглощается и возвращается к источнику.Если бы источником был механический генератор, для вращения вала не потребовалось бы (практически) никакой полезной механической энергии, потому что нагрузка не использовала бы никакой энергии. Вал генератора можно было бы легко вращать, а катушка индуктивности не нагревалась бы, как резистор.

Цепь переменного тока с резистивной и чисто реактивной нагрузкой

Теперь давайте рассмотрим цепь переменного тока с нагрузкой, состоящей из индуктивности и сопротивления, как показано на рисунке ниже.

цепь с реактивным сопротивлением и сопротивлением.

[латекс] X_L = 60,319 \ Omega [/ латекс]

[латекс] Z_L = 0 + j60.319 \ Omega [/ latex] или [латекс] 60.319 \ Omega \ угол 90 ° [/ латекс]

[латекс] Z_R = 60 + j0 \ Omega [/ латекс] или [латекс] 60 \ Omega \ угол 0 ° [/ латекс]

[латекс] Z _ {\ text {total}} = 60+ j60.319 \ Omega [/ latex] или [латекс] 85.078 \ Omega \ angle 45.152 ° [/ latex]

[латекс] \ text {I} = \ frac {E} {Z _ {\ text {total}}} = \ frac {120V} {85.078 \ Omega} = \ mathbf {1.410A} [/ латекс]

При частоте 60 Гц индуктивность 160 миллигенри дает нам 60.319 Ом индуктивного сопротивления. Это реактивное сопротивление в сочетании с сопротивлением 60 Ом образует полное сопротивление нагрузки 60 + j60,319 Ом, или 85,078 Ом 45,152 ^или . Если нас не интересуют фазовые углы (чего мы еще не достигли), мы можем рассчитать ток в цепи, взяв полярную величину источника напряжения (120 вольт) и разделив ее на полярную величину импеданса. (85,078 Ом). При напряжении источника питания 120 вольт RMS ток нагрузки составляет 1,410 ампер. Это цифра, которую покажет амперметр RMS, если он подключен последовательно с резистором и катушкой индуктивности.

Мы уже знаем, что реактивные компоненты рассеивают нулевую мощность, поскольку они в равной степени поглощают мощность и возвращают мощность в остальную часть схемы. Следовательно, любое индуктивное реактивное сопротивление в этой нагрузке также будет рассеивать нулевую мощность. Единственное, что здесь осталось для рассеивания мощности, — это резистивная часть импеданса нагрузки. Если мы посмотрим на график формы волны напряжения, тока и полной мощности для этой схемы, мы увидим, как эта комбинация работает на рисунке ниже.

Рисунок 7.3 Комбинированная резистивная / реактивная цепь рассеивает больше мощности, чем возвращается к источнику.Реактивное сопротивление не рассеивает мощность; хотя резистор делает.

Как и в любой реактивной цепи, мощность с течением времени чередуется между положительными и отрицательными мгновенными значениями. В чисто реактивной схеме чередование положительной и отрицательной мощности делится поровну, в результате чего рассеиваемая полезная мощность равна нулю. Однако в схемах со смешанным сопротивлением и реактивным сопротивлением, подобных этой, форма волны мощности по-прежнему будет чередоваться между положительной и отрицательной, но количество положительной мощности будет превышать количество отрицательной мощности.Другими словами, комбинированная индуктивная / резистивная нагрузка потребляет больше энергии, чем возвращается к источнику.

Глядя на график формы волны для мощности, должно быть очевидно, что волна проводит больше времени на положительной стороне центральной линии, чем на отрицательной, что указывает на то, что нагрузка потребляет больше мощности, чем возвращается в цепь. То небольшое возвращение мощности происходит из-за реактивного сопротивления; Несбалансированность положительной и отрицательной мощности происходит из-за сопротивления, поскольку она рассеивает энергию за пределами цепи (обычно в виде тепла).Если бы источником был механический генератор, количество механической энергии, необходимое для вращения вала, было бы суммой мощности, усредненной между положительным и отрицательным циклами мощности.

Математическое представление мощности в цепи переменного тока является сложной задачей, потому что волна мощности не имеет той же частоты, что и напряжение или ток. Кроме того, фазовый угол для мощности означает нечто совершенно иное, чем фазовый угол для напряжения или тока. В то время как угол для напряжения или тока представляет собой относительный сдвиг по времени между двумя волнами, фазовый угол для мощности представляет собой отношение между рассеиваемой мощностью и возвращаемой мощностью.Из-за того, что мощность переменного тока отличается от напряжения или тока переменного тока, на самом деле легче получить цифры для мощности, вычислив с помощью скаляра величин напряжения, тока, сопротивления и реактивного сопротивления, чем пытаться получить их из вектор или комплекс величин напряжения, тока и импеданса, с которыми мы работали до сих пор.

• В чисто резистивной цепи вся мощность схемы рассеивается резисторами.Напряжение и ток синфазны.
• В чисто реактивной цепи мощность цепи не рассеивается нагрузкой (ами). Напротив, мощность поочередно поглощается и возвращается к источнику переменного тока. Напряжение и ток сдвинуты по фазе на 90 °.
• В цепи, состоящей из смешанного сопротивления и реактивного сопротивления, мощность, рассеиваемая нагрузкой (ами), будет больше, чем возвращаемая, но некоторая мощность определенно будет рассеиваться, а некоторая будет просто поглощаться и возвращаться.Напряжение и ток в такой цепи будут сдвинуты по фазе на величину где-то между 0 ° и 90 °.

Реактивная мощность

Мы знаем, что реактивные нагрузки, такие как катушки индуктивности и конденсаторы, рассеивают нулевую мощность, но тот факт, что они понижают напряжение и потребляют ток, создает обманчивое впечатление, что они на самом деле рассеивают мощность. Эта «фантомная мощность» называется реактивной мощностью и измеряется в единицах, называемых вольт-ампер-реактивная мощность (ВАР), а не в ваттах.Математическим обозначением реактивной мощности является (к сожалению) заглавная буква Q.

.

Истинная сила

Фактическая мощность, используемая или рассеиваемая в цепи, называется истинной мощностью и измеряется в ваттах (как всегда, обозначается заглавной буквой P).

Полная мощность

Комбинация реактивной мощности и истинной мощности называется кажущейся мощностью , и она является произведением напряжения и тока цепи без учета фазового угла.Полная мощность измеряется в единицах Вольт-Ампер (ВА) и обозначается заглавной буквой S.

Расчет реактивной, истинной или полной мощности

Как правило, истинная мощность зависит от рассеивающих элементов схемы, обычно от сопротивления (R). Реактивная мощность зависит от реактивного сопротивления цепи (X). Полная мощность — это функция полного сопротивления цепи (Z). Поскольку для расчета мощности мы имеем дело со скалярными величинами, любые комплексные начальные величины, такие как напряжение, ток и импеданс, должны быть представлены их полярными величинами , а не действительными или мнимыми прямоугольными составляющими.Например, если я вычисляю истинную мощность по току и сопротивлению, я должен использовать полярную величину для тока, а не просто «реальную» или «мнимую» часть тока. Если я рассчитываю полную мощность по напряжению и импедансу, обе эти ранее комплексные величины должны быть уменьшены до их полярных величин для скалярной арифметики.

Уравнения, использующие скалярные величины

Существует несколько уравнений мощности, связывающих три типа мощности с сопротивлением, реактивным сопротивлением и импедансом (все с использованием скалярных величин):

Истинная мощность

[латекс] \ begin {align} \ tag {7.2} {Z} \ end {align} [/ latex]

Измеряется в единицах Вольт-Ампер (ВА)

Обратите внимание, что существует два уравнения для расчета истинной и реактивной мощности. Для расчета полной мощности доступны три уравнения, P = IE используется для только для этой цели. Изучите следующие схемы и посмотрите, как эти три типа мощности взаимосвязаны: чисто резистивная нагрузка, чисто реактивная нагрузка и резистивная / реактивная нагрузка.2Z = 169,256ВА [/ латекс]

Истинная мощность, реактивная мощность и полная мощность для резистивной / реактивной нагрузки.

Треугольник власти

Эти три типа мощности — истинная, реактивная и полная — связаны друг с другом в тригонометрической форме. Мы называем это треугольником мощности : (рисунок ниже).

Рисунок 7.4 Треугольник мощности, связывающий кажущуюся мощность с реальной и реактивной мощностью.

Используя законы тригонометрии, мы можем найти длину любой стороны (количество любого типа мощности), учитывая длины двух других сторон или длину одной стороны и угол.

• Мощность, рассеиваемая нагрузкой, обозначается как истинная мощность . Истинная мощность обозначается буквой P и измеряется в ваттах (Вт).
• Мощность, просто поглощаемая и возвращаемая нагрузкой из-за ее реактивных свойств, обозначается как реактивной мощности . Реактивная мощность обозначается буквой Q и измеряется в вольт-амперных реактивных единицах (ВАР).
• Полная мощность в цепи переменного тока, как рассеиваемая, так и поглощенная / возвращаемая, обозначается как полная мощность .Полная мощность обозначается буквой S и измеряется в вольт-амперах (ВА).
• Эти три типа власти тригонометрически связаны друг с другом. В прямоугольном треугольнике P = смежная длина, Q = противоположная длина и S = ​​длина гипотенузы. Противоположный угол равен фазовому углу импеданса цепи (Z).

Как упоминалось ранее, угол этого «треугольника мощности» графически показывает соотношение между количеством рассеиваемой (или потребляемой ) мощности и количеством потребляемой / возвращаемой мощности.Кроме того, это тот же угол, что и импеданс цепи в полярной форме. Выраженное в виде дроби, это соотношение между истинной мощностью и полной мощностью называется коэффициентом мощности для этой схемы. Поскольку истинная мощность и полная мощность образуют смежные стороны прямоугольного треугольника и стороны гипотенузы, соответственно, коэффициент мощности также равен косинусу этого фазового угла. Используя значения из схемы последнего примера:

Коэффициент мощности

[латекс] \ tag {7.4} PF = \ frac {P} {S} = \ frac {IECosθ} {IE} = Cosθ [/ латекс]

[латекс] Коэффициент мощности = \ frac {119,365 Вт} {169,256 ВА} [/ латекс]

[латекс] Коэффициент мощности = 0,705 [/ латекс]

[латекс] \ mathbf {Cos 45,152 ° = 0,705} [/ латекс]

Следует отметить, что коэффициент мощности, как и все измерения коэффициента мощности, составляет без единиц измерения .

Значения коэффициента мощности

Для чисто резистивной схемы коэффициент мощности равен 1 (идеальный), потому что реактивная мощность равна нулю.Здесь треугольник мощности будет выглядеть как горизонтальная линия, потому что противоположная сторона (реактивная мощность) будет иметь нулевую длину.

Для чисто индуктивной цепи коэффициент мощности равен нулю, потому что истинная мощность равна нулю. Здесь треугольник мощности будет выглядеть как вертикальная линия, потому что прилегающая сторона (истинная мощность) будет иметь нулевую длину.

То же самое можно сказать и о чисто емкостной цепи. Если в цепи нет диссипативных (резистивных) компонентов, то истинная мощность должна быть равна нулю, что делает любую мощность в цепи чисто реактивной.Треугольник мощности для чисто емкостной цепи снова будет вертикальной линией (направленной вниз, а не вверх, как это было для чисто индуктивной цепи).

Важность коэффициента мощности

Коэффициент мощности

может быть важным аспектом, который следует учитывать в цепи переменного тока, поскольку любой коэффициент мощности меньше 1 означает, что проводка схемы должна пропускать больший ток, чем это было бы необходимо при нулевом реактивном сопротивлении в цепи для обеспечения того же количества ( true) мощность резистивной нагрузки.Если бы наша последняя примерная схема была чисто резистивной, мы могли бы подавать на нагрузку полную мощность 169,256 Вт при том же токе 1,410 А, а не просто 119,365 Вт, которые она в настоящее время рассеивает с тем же количеством тока. Низкий коэффициент мощности приводит к неэффективной системе подачи энергии.

Низкий коэффициент мощности

Низкий коэффициент мощности можно исправить, как это ни парадоксально, добавив в схему еще одну нагрузку, потребляющую равную и противоположную величину реактивной мощности, чтобы нейтрализовать влияние индуктивного реактивного сопротивления нагрузки.Индуктивное реактивное сопротивление можно нейтрализовать только емкостным реактивным сопротивлением, поэтому мы должны добавить конденсатор параллельно нашей примерной схеме в качестве дополнительной нагрузки. Эффект этих двух противоположных реактивных сопротивлений, включенных параллельно, заключается в том, чтобы довести полное сопротивление цепи до ее полного сопротивления (чтобы фазовый угол импеданса был равен или, по крайней мере, ближе к нулю).

Поскольку мы знаем, что (нескорректированная) реактивная мощность составляет 119,998 ВАР (индуктивная), нам необходимо рассчитать правильный размер конденсатора, чтобы получить такое же количество (емкостной) реактивной мощности.2} {119.998VAR} [/ латекс]

[латекс] X = 120,002 Ом [/ латекс]

[латекс] X_C = \ frac {1} {2πfC} [/ латекс]

Решение для C:

[латекс] C = \ frac {1} {2πfX_C} [/ латекс]

[латекс] C = \ frac {1} {2π (60 Гц) (120,002 Ом} [/ латекс]

[латекс] C = 22,105 мкФ [/ латекс]

Давайте возьмем округленное значение емкости конденсатора 22 мкФ и посмотрим, что произойдет с нашей схемой: (рисунок ниже)

[латекс] Z _ {\ text {total}} = Z_C // (Z_L — Z_R) [/ латекс]

[латекс] Z _ {\ text {total}} = (120.2Z = 119,366ВА [/ латекс]

Коэффициент мощности схемы в целом был существенно улучшен. Основной ток был уменьшен с 1,41 ампера до 994,7 миллиампера, в то время как мощность, рассеиваемая на нагрузочном резисторе, осталась неизменной и составила 119,365 Вт. Коэффициент мощности намного ближе к 1:

.

[латекс] PF = \ frac {P} {S} [/ латекс]

[латекс] PF = \ frac {119.365W} {119.366VA} [/ латекс]

[латекс] PF = 0,9999887 [/ латекс]

[латекс] \ text {Импендансный (полярный) угол} = 0.272 ° [/ латекс]

Поскольку угол импеданса по-прежнему является положительным числом, мы знаем, что схема в целом по-прежнему является более индуктивной, чем емкостной. Если бы наши усилия по коррекции коэффициента мощности были точно намечены, мы бы достигли угла импеданса, равного точно нулю, или чисто резистивного. Если бы мы добавили слишком большой конденсатор параллельно, мы бы получили отрицательный угол импеданса, что указывало на то, что цепь была более емкостной, чем индуктивной.

Следует отметить, что слишком большая емкость в цепи переменного тока приведет к низкому коэффициенту мощности, а также к слишком большой индуктивности.Вы должны быть осторожны, чтобы не чрезмерно скорректировать при добавлении емкости в цепь переменного тока. Вы также должны быть очень осторожны , чтобы использовать подходящие конденсаторы для работы (рассчитанные на соответствующие напряжения в энергосистеме и случайные скачки напряжения от ударов молнии, для непрерывной работы переменного тока и способные выдерживать ожидаемые уровни тока).

Если схема является преимущественно индуктивной, мы говорим, что ее коэффициент мощности составляет , отстающий от (потому что волна тока для схемы отстает от волны приложенного напряжения).И наоборот, если схема преимущественно емкостная, мы говорим, что ее коэффициент мощности равен , опережая . Таким образом, в нашем примере схема была запущена с коэффициентом мощности 0,705 с запаздыванием и была скорректирована до коэффициента мощности с запаздыванием 0,999.

Низкий коэффициент мощности в цепи переменного тока может быть «скорректирован» или восстановлен до значения, близкого к 1, путем добавления параллельного реактивного сопротивления, противоположного влиянию реактивного сопротивления нагрузки. Если реактивное сопротивление нагрузки является индуктивным по своей природе (что почти всегда будет), параллельная емкость — это то, что необходимо для корректировки низкого коэффициента мощности.

Когда возникает необходимость исправить низкий коэффициент мощности в системе питания переменного тока, у вас, вероятно, не будет роскоши знать точную индуктивность нагрузки в генри, чтобы использовать ее для своих расчетов. Возможно, вам повезло иметь прибор, называемый измерителем коэффициента мощности, который сообщит вам, каков коэффициент мощности (число от 0 до 1) и полную мощность (которую можно вычислить, сняв показания вольтметра в вольтах и ​​умножив их на показание амперметра в амперах). В менее благоприятных обстоятельствах вам, возможно, придется использовать осциллограф для сравнения форм сигналов напряжения и тока, измерения фазового сдвига в градусах и вычисления коэффициента мощности по косинусу этого фазового сдвига.Скорее всего, у вас будет доступ к ваттметру для измерения истинной мощности, показания которого вы можете сравнить с расчетом полной мощности (умножением общего напряжения на измерения общего тока). По значениям истинной и полной мощности вы можете определить реактивную мощность и коэффициент мощности.

Давайте рассмотрим пример задачи, чтобы увидеть, как это работает: (Рисунок ниже)

Как рассчитать полную мощность в кВА

Во-первых, нам нужно рассчитать полную мощность в кВА.Мы можем сделать это, умножив напряжение нагрузки на ток нагрузки:

[латекс] S = IE [/ латекс]

[латекс] S = (9,615A) (240 В) [/ латекс]

[латекс] S = 2,308 кВА [/ латекс]

Как мы видим, 2,308 кВА — это намного больше, чем 1,5 кВт, что говорит нам о том, что коэффициент мощности в этой схеме довольно низкий (существенно меньше 1). Теперь мы рассчитаем коэффициент мощности этой нагрузки, разделив истинную мощность на полную:

[латекс] PF = \ frac {P} {S} [/ латекс]

[латекс] PF = \ frac {1.5кВт} {2,308кВА} [/ латекс]

[латекс] PF = 0,65 [/ латекс]

Используя это значение для коэффициента мощности, мы можем нарисовать треугольник мощности и по нему определить реактивную мощность этой нагрузки: (Рисунок ниже) Реактивная мощность может быть рассчитана на основе истинной мощности и полной мощности. 2} {1.754kVAR} [/ латекс]

[латекс] X = 32,845 Ом [/ латекс]

[латекс] X_C = \ frac {1} {2πfC} [/ латекс]

Решение для C:

[латекс] C = \ frac {1} {2πfX_C} [/ латекс]

[латекс] C = \ frac {1} {2π (60 Гц) (32,845 Ом} [/ латекс]

[латекс] C = 80,761 мкФ [/ латекс]

Округляя этот ответ до 80 мкФ, мы можем поместить конденсатор этого размера в схему и вычислить результаты: (рисунок ниже)

Конденсатор 80 мкФ будет иметь емкостное реактивное сопротивление 33.157 Ом, что дает ток 7,238 ампер и соответствующую реактивную мощность 1,737 кВАр (для конденсатора только ). Поскольку ток конденсатора на 180 ^o не совпадает по фазе с индуктивным вкладом нагрузки в потребляемый ток, реактивная мощность конденсатора будет напрямую вычитаться из реактивной мощности нагрузки, в результате чего получится:

[латекс] X_L — X_C = X [/ латекс]

[латекс] 1,754 кВАр — 1,737 кВАр = 16,519 вар [/ латекс]

Эта коррекция, конечно, не изменит количество истинной мощности, потребляемой нагрузкой, но приведет к существенному снижению полной мощности и общего тока, потребляемого от источника 240 В: (рисунок ниже)

Новая полная мощность может быть найдена из истинных и новых значений реактивной мощности, используя стандартную форму теоремы Пифагора:

[латекс] S = √Q ^ 2 + P ^ 2 [/ латекс]

[латекс] S = 1.50009кВА [/ латекс]

% PDF-1.3 % 1 0 объект > эндобдж 4 0 obj > эндобдж 2 0 obj > ручей конечный поток эндобдж 3 0 obj > эндобдж 5 0 obj 0 эндобдж 6 0 obj > эндобдж 7 0 объект > эндобдж 8 0 объект > эндобдж 9 0 объект > эндобдж 10 0 obj > эндобдж 11 0 объект > эндобдж 12 0 объект > эндобдж 13 0 объект > эндобдж 14 0 объект > эндобдж 15 0 объект [33 0 R 34 0 R 35 0 R 36 0 R 37 0 R 38 0 R 39 0 R 40 0 ​​R 41 0 R 42 0 R 43 0 R 44 0 R 45 0 R 46 0 R 47 0 R 48 0 R 49 0 R 50 0 R 51 0 R 52 0 R 53 0 R 54 0 R] эндобдж 16 0 объект > эндобдж 17 0 объект [58 0 R 59 0 R 60 0 R 61 0 R 62 0 R 63 0 R 64 0 R 65 0 R 66 0 R 67 0 R 68 0 R 69 0 R 70 0 R 71 0 R 72 0 R] эндобдж 18 0 объект > эндобдж 19 0 объект [76 0 R 77 0 R 78 0 R 79 0 R 80 0 R 81 0 R 82 0 R 83 0 R 84 0 R 85 0 R 86 0 R 87 0 R 88 0 R 89 0 R 90 0 R] эндобдж 20 0 объект > эндобдж 21 0 объект [94 0 R 95 0 R 96 0 R 97 0 R 98 0 R 99 0 R 100 0 R 101 0 R 102 0 R 103 0 R 104 0 R 105 0 R 106 0 R 107 0 R 108 0 R] эндобдж 22 0 объект > эндобдж 23 0 объект [112 0 R 113 0 R 114 0 R 115 0 R 116 0 R 117 0 R 118 0 R 119 0 R 120 0 R 121 0 R 122 0 R 123 0 R 124 0 R 125 0 R 126 0 R] эндобдж 24 0 объект > эндобдж 25 0 объект [130 0 R 131 0 R 132 0 R 133 0 R 134 0 R 135 0 R 136 0 R 137 0 R 138 0 R 139 0 R 140 0 R 141 0 R 142 0 R 143 0 R 144 0 R] эндобдж 26 0 объект > эндобдж 27 0 объект [148 0 R 149 0 R 150 0 R 151 0 R 152 0 R 153 0 R 154 0 R 155 0 R 156 0 R 157 0 R 158 0 R 159 0 R 160 0 R 161 0 R 162 0 R] эндобдж 28 0 объект > эндобдж 29 0 объект [166 0 R 167 0 R 168 0 R 169 0 R 170 0 R 171 0 R 172 0 R 173 0 R 174 0 R 175 0 R 176 0 R 177 0 R 178 0 R 179 0 R 180 0 R] эндобдж 30 0 объект > эндобдж 31 0 объект [184 0 R 185 0 R 186 0 R 187 0 R 188 0 R 189 0 R 190 0 R 191 0 R 192 0 R 193 0 R 194 0 R 195 0 R 196 0 R 197 0 R 198 0 R] эндобдж 32 0 объект > эндобдж 33 0 объект > ручей q конечный поток эндобдж 34 0 объект > ручей q конечный поток эндобдж 35 0 объект > ручей q конечный поток эндобдж 36 0 объект > ручей q конечный поток эндобдж 37 0 объект > ручей q конечный поток эндобдж 38 0 объект > ручей q конечный поток эндобдж 39 0 объект > ручей (@ K @ P1.